close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

?

639 Nosov V.I. RRL STSI. Mnogourovnevyj kodek

код для вставкиСкачать
Министерство Российской Федерации по связи и информатизации
Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики
В.И. Носов
РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ ЛИНИИ
СИНХРОННОЙ ЦИФРОВОЙ ИЕРАРХИИ.
Многоуровневый кодек, модем и эквалайзеры.
Учебное пособие
Новосибирск 2003 г.
1
621.396.43
Д.т.н., профессор Носов В.И. РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ ЛИНИИ
СИНХРОННОЙ ЦИФРОВОЙ ИЕРАРХИИ. Многоуровневый кодек, модем и
эквалайзеры. – 158 с.
Данное учебное пособие является вторым в цикле пособий по
радиорелейным линиям синхронной цифровой иерархии.
В учебном пособии излагаются:
– принципы построения станций радиорелейных линий синхронной
цифровой иерархии; обработка сигналов в блоках аппаратуры,
– методы: избыточного кодирования (FEC) и декодирования сигналов;
перемежения и деперемежения символов; размещения входных
цифровых
потоков
на
фазово-амплитудной
плоскости;
скремблирования и дескремблирования сигналов; организации
дополнительного заголовка для передачи служебных сигналов в РРЛ,
– методы многопозиционной модуляции; структурные схемы и описание
принципов работы модемов; помехоустойчивость и полоса частот при
многопозиционной модуляции,
– принципы работы и структурные схемы адаптивных частотного и
трансверсального эквалайзеров.
В следующих учебных пособиях этого цикла предполагается описать
обработку сигнала основной полосы, систему резервирования, систему
теленаблюдения,
приемно-передающее
оборудование,
антенноволноводный тракт.
Кафедра систем радиосвязи
Ил. 91,
табл. 20,
список лит. - 12 наимен.
Рецензенты: В.П. Кубанов, О.А. Иванов.
Для специальностей 201100, 201000
Утверждено редакционно-издательским советом СибГУТИ в качестве
учебного пособия
C
Сибирский государственный
университет телекоммуникаций и
информатики
2
Оглавление
Введение ……………………………………………………….…….
1 Основные характеристики и структурные схемы станций
радиорелейных линий синхронной цифровой иерархии……..
1.1 Основные характеристики цифровых РРЛ…………………….
1.2 Структурные схемы станций РРЛ СЦИ……………………..…
Контрольные вопросы
Список литературы
2. Многоуровневый кодер в аппаратуре РРЛ СЦИ…………….
2.1 Дополнительный заголовок радио цикла………………………
2.2 Скремблирование цифровых потоков………………………….
Контрольные вопросы
Список литературы
3. Модулятор КАМ…………………………………………………
3.1 Многопозиционная модуляция…………………………………
3.2. Особенности формирования сигнальных точек модулированного
сигнала на фазово-амплитудной плоскости для 32 и 128
КАМ…………………………………………………………………..
3.3 Структурная схема модулятора ………………………………...
Контрольные вопросы
Список литературы
4 Адаптивный частотный эквалайзер…………………………...
4.1 Селективные замирания………………………………..
4.2 Виды селективных замираний и способы их компенсации…..
Контрольные вопросы
Список литературы
5 Квадратурный амплитудный демодулятор……………..……
5.1 Обработка сигналов в КАМ демодуляторе……………………..
5.2 Регулировки в КАМ демодуляторе……………………………..
5.2.1 Восстановление несущего колебания……………………..
5.3 Определение вероятности ошибочного приема……………….
5.3.1 Вероятность ошибки при М-ФМ……………………………...
5.3.2 Вероятность ошибки при М-КАМ……………………………
Контрольные вопросы
Список литературы
6 Адаптивный трансверсальный эквалайзер……………..……
6.1 Причины появления межсимвольных помех …………………..
6.2 Принцип работы адаптивного трансверсального эквалайзера..
6.2.1 Вычисление весовых коэффициентов ………………………..
6.2.2 Компенсация межсимвольных помех………………………...
Контрольные вопросы
Список литературы
7 Многоуровневый декодер………………………………………..
7.1 Устройство обнаружения и исправления ошибок……………..
7.2 Обработка сигнала в многоуровневом декодере………………
Контрольные вопросы
Список литературы
Заключение………………………………………………………
3
стр.
4
5
5
7
27
27
28
28
37
49
49
50
50
65
74
82
82
84
84
87
93
93
95
95
101
103
103
109
111
118
118
119
119
125
127
131
138
138
140
142
152
156
157
158
ВВЕДЕНИЕ
Учебное пособие «Модуляция, кодирование и эквалайзинг в аппаратуре
радиорелейных линий синхронной цифровой иерархии» предназначено для
углубленного изучения раздела «Цифровые радиорелейные линии» курсов
«Системы радиосвязи и телевизионного вещания», «Цифровые системы
передачи» (специальность 201100) и «Спутниковые и радиорелейные системы
передачи» (специальность 201000), а также слушателей центра переподготовки
специалистов.
Передача информации в цифровой форме приобретает все большее
значение для систем связи, в том числе и радиорелейных.
На радиорелейных линиях связи в настоящее время широко используется
передача цифровых потоков плезиохронной цифровой иерархии (ПЦИ). Однако
из-за недостатков присущих плезиохронной цифровой иерархии в настоящее
время начинает широко использоваться передача цифровых потоков
синхронной цифровой иерархии (СЦИ). Одним из основных источников
загрузки транспортных модулей СЦИ являются цифровые потоки ПЦИ.
Поскольку цифровые потоки СЦИ имеют высокую скорость передачи,
длительность символов становится соизмеримой с разностью хода лучей
многолучевого сигнала на входе приемной антенны на каждом пролете. При
этом помехоустойчивость приема существенно снижается из-за возникновения
значительных межсимвольных помех. Повышения помехоустойчивости приема
в этой ситуации можно достичь только использованием адаптивных частотного
эквалайзера и компенсатора межсимвольных помех.
Для размещения сигнала модулированного высокоскоростным цифровым
потоком в стандартной полосе ствола (28 или 40 МГц), необходимо
использовать многопозиционную (многоуровневую) модуляцию. При этом
снижается
помехоустойчивость
приема
относительно,
например,
двухпозиционных методов модуляции и для сохранения высокой
помехоустойчивости необходимо вводить корректирующие коды.
В этом учебном пособии излагаются принципы построения станций
радиорелейных линий синхронной цифровой иерархии, методы избыточного
кодирования (FEC) и декодирования сигналов, размещения входных цифровых
потоков на фазово-амплитудной плоскости, методы многопозиционной
модуляции и принципы работы адаптивного частотного и трансверсального
эквалайзеров.
4
1 ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
СТАНЦИЙ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИЙ СИНХРОННОЙ ЦИФРОВОЙ
ИЕРАРХИИ
1.1 Основные характеристики цифровых РРЛ
Радиорелейные линии при передаче по ним цифровых потоков (цифровые
РРЛ) обладают существенными преимуществами по сравнению с наиболее
распространенными в настоящее время РРЛ с ЧРК-ЧМ (аналоговыми РРЛ).
Основным преимуществом является отсутствие накопления шумов при
использовании регенераторов на каждой станции.
Качество передачи цифровых сигналов определяется коэффициентом
ошибок кош. Обозначим через кош(h) (где h = 10lg(Рс/Рш)) коэффициент
появления ошибок из-за шумов, мощность которых Рш создается на i-ом
пролете в полосе пропускания приемника Δfпр. Если сигнал на промежуточных
станциях (ПРС) не демодулируется (регенерация отсутствует), то шумы,
возникающие на отдельных пролетах, складываются и коэффициент появления
ошибок в системе будет равен
n
к ош
i 1
Pci
Pшi
к ош
Pci
n
,
Pшi
(1.1)
i 1
где п — число пролетов.
При регенерации сигнала на всех ПРС коэффициент появления ошибок в
системе равен сумме коэффициентов ошибок на каждом ретрансляционном
пролете
n
к ош (hi )
к ош ( h1 ) к ош ( h2 ) ... к ош ( hn )
(1.2)
i 1
Коэффициент ошибочного приема является быстро возрастающий
функцией отношения сигнал/шум [1], поэтому
5
n
к ош ( hi )
к ош
Pci
n
i 1
Pшi
(1.3)
i 1
Предположим, что РРЛ имеет 5 пролетов, на каждом из которых
отношение h=10lg(Рс/Рш) на входе приемника составляет 16 дБ, что при
использовании 4-ОФМ обеспечивает на пролете кош=10-10 [4]. После
прохождения сигналом пяти идентичных пролетов ЦРРЛ с регенерацией
сигнала (при отсутствии замираний) коэффициент ошибок возрастет в 5 раз по
сравнению со случаем одного пролета (1.2) и составит кош=5 10-10. Но такое
увеличение коэффициента ошибок соответствует ухудшению отношения
сигнал/шум на входе приемника менее чем на 1 дБ. Если же регенерации
сигнала на каждой станции нет, т.е. для передачи цифровых сигналов
используется АРРЛ, то отношение сигнал/шум на входе приемника последней
станции уменьшится на 7 дБ, при этом кош=10-3 что соответствует увеличению
коэффициента ошибок на семь порядков (1.1).
Таким образом, при регенерации сигналов на ПРС уменьшается
чувствительность системы к шумам и, следовательно, повышается качество
передаваемой информации (уменьшается кош). Однако при введении
регенераторов ПРС усложняется, так как помимо приемопередатчика на ней
устанавливаются демодулятор, регенератор и модулятор.
Цифровые радиорелейные линии создаются для работы в диапазоне
сантиметровых волн 3...30 ГГц. На частотах выше 8 ГГц одной из основных
причин замираний является поглощение радиоволн в осадках. При выпадении
ливневых дождей глубокие замирания могут иметь продолжительность
несколько минут и они сравнимы с перерывами связи при авариях, которые
устраняются автоматически. При этом замираниям подвержены одновременно
все стволы, работающие в отведенной для данной РРЛ полосе частот, и поэтому
применение методов разнесенного приема оказывается неэффективным. Для
выполнения нормы на устойчивость работы ЦРРЛ необходимо значительно
уменьшать длину ретрансляционного интервала (до 5...20 км на частотах выше
11 ГГц).
Использование коротких ретрансляционных интервалов позволяет
снизить максимальную мощность передатчиков, благодаря чему становится
возможным выполнить СВЧ передатчики даже в диапазоне сантиметровых
волн полностью на полупроводниковых приборах. Величина мощности
передатчика определяется в первую очередь требуемым запасом на замирания,
поскольку при нормальных условиях передачи влияние шумов в цифровых
трактах так мало, что требуемое качество передачи обеспечивается без труда.
Аппаратура ЦРРЛ выполняется на интегральных микросхемах, поэтому
технология ее сборки оказывается менее сложной, чем аппаратуры аналоговых
6
РРЛ. Кроме того, на укороченных ретрансляционных интервалах используются
низкие антенные опоры, поэтому организация даже протяженных ЦРРЛ может
не привести к увеличению затрат на их строительство и эксплуатацию.
Основным недостатком цифровых РРЛ по сравнению с аналоговыми
является необходимость занятия более широкой полосы частот для передачи
одинакового количества телефонных сигналов. Так, ЦРРЛ с 2-ОФМ несущей
сигналом ИКМ со скоростью 34 Мбит/с , соответствующей 480 телефонным
каналам, занимает полосу частот 68 МГц. А аналоговая РРЛ с ЧМ-ЧРК, по
которой передается 1920 телефонных каналов, занимает полосу частот 28 МГц
[3,4]. Т.е. в цифровых РРЛ занимаемая полоса при одинаковом количестве
каналов с аналоговой РРЛ увеличивается примерно в десять раз. Для
устранения этого недостатка в ЦРРЛ часто применяют различные способы
многопозиционной модуляции.
1.2 Структурные схемы станций РРЛ СЦИ
В настоящее время по ЦРРЛ передаются цифровые потоки
соответствующие STM-RR и STM-1 [1,2]. При прохождении этих модулей по
ЦРРЛ производится обработка секционного заголовка SOH, состоящего из
заголовков мультиплексной MSOH и регенерационной RSOH секций и AU
указателя (рис.1.1).
1
2
3
4
A1
B1
D1
A1 A1
A2 A2 C1/J0 X* X* R X - байты
F1
X X S национального
D3
O использования
H
X* нескремблированные
, следует заботиться
AU-указатель
об их сохранении
A2
E1
D2
5 B2 B2 B2 K1
6 D4
D5
7 D7
D8
8 D10
D11
9 S1 Z1 Z1 Z2 Z2
K2
D6
D9
D12
M1 E2 X
X
- зависимые от
M среды передачи
S (радио)
O
H
Рисунок 1.1 – Структура секционного заголовка
Назначение байт секционного заголовка:
7
А1 = 11110110, А2 = 00101000 – цикловой синхросигнал, трехкратное
повторение байт А1 и А2 связано с объединением стандартов SDH и SONET;
при потере циклового синхронизма (LOF – Loss of Frame) на данной станции,
при передаче сигнала к следующей станции содержимое байт А2
инвертируется;
С1 – идентификатор STM-1 при мультиплексировании его в STM-N;
J0 – идентификатор маршрута STM-1, используется для повторяющейся
передачи метки пункта доступа данного STM-1; передается в 16
последовательных циклах (рис. 1.2) и состоит из 15 байтовой
последовательности идентификатора маршрута и одного байта (семь бит) для
передачи на приемную сторону остатка от деления блока из 105 бит на
генераторный полином (код CRC-7), который используется на приемной
стороне (пункте доступа STM-1) для контроля ошибок в идентификаторе
маршрута. При несовпадении идентификатора маршрута, передаваемого в
байте J0, и идентификатора пункта приема вырабатывается обратный
аварийный сигнал – ошибка в трассе тракта. Чтобы исключить появление
ложного аварийного сигнала и осуществляется контроль ошибок в
идентификаторе маршрута по коду CRC-7. Первый бит байта J0 во всех 16
циклах используется для передачи сверхциклового синхросигнала. Структура
передачи метки пункта доступа в байте J0 схематически представлена на рис.
1.2.
Байты J0, номера битов
1
2
3
4
5
6
1
С С С С С
0
Х Х Х Х Х
0
Х
Х
Х
Х
Х
7
С
Х
8
С
Х
Х
Х
Байт 1
Байт 2
.
.
Байт 16
ССССССС – Остаток от деления
CRC-7 предыдущего цикла;
ХХХХХХХ – Идентификатор точки
доступа.
Рис. 1.2 Структура информационного поля J0 со сверхцикловой структурой
Первая строка секционного заголовка ( 9 байт ) не скремблируется, так
как содержит цикловой синхросигнал.
B1 – используется для контроля ошибок на регенерационной секции по
коду BIP-8 (Bit Interleaved Parity). В начале регенерационной секции
производится генерация кода BIP-8, для чего берутся все 2430 байт текущего
цикла STM-1 и по модулю 2, суммируются все одно-номерные биты, в
результате получаются восемь битовых сумм по каждому блоку бит. Эти
восемь битовых сумм записываются в байт В1 следующего цикла, т.е. байт В1
8
служит каналом передачи восьми битовых сумм с передающего конца на
приемный. На приемной стороне осуществляется детектирование кода BIP-8,
для чего в текущем цикле так же рассчитываются восемь битовых сумм и
полученный результат сравнивается с содержимым байта В1 следующего
цикла. При их совпадении фиксируется отсутствие ошибочных блоков бит, а
при наличии несовпадений фиксируется количество ошибочных блоков бит –
от одного до восьми.
Е1 – канал голосовой служебной связи OOW ( Omnibus Order Wire )
доступен на всех станциях и служит для организации служебной связи на
участке резервирования;
F1 – служебный канал для передачи с приемной стороны пролета на
начало мультиплексной секции информации о состоянии пролета, а также
идентификационный номер регенерационного участка (рис.1.3).
D1 – D3 – объединенный 192 Кбит/с канал управления;
В2 - используется для контроля ошибок на мультиплексной секции по
коду BIP-24. В начале мультиплексной секции производится генерация кода
BIP-24, для чего берѐтся 801 тройка байт ( все 2403 байта, кроме байт заголовка
регенерационной секции ) текущего цикла STM-1 и по модулю 2 суммируются
все одно-номерные биты, в результате получаются 24 битовых суммы по
каждому блоку бит. Эти 24 битовых суммы записываются в байты В2
следующего цикла, т.е. байты В2 служат каналом передачи 24 битовых сумм с
передающего конца на приемный.
BIP-8, байт В1
Начало
мультиплекс
ной секции
Конец
регенерацио
нной секции
RS FEBE, байт F
1
а)
S
0
0
S
0
1
1
1
0
1
RI
RI
RI
RI
RI
RI
Нормальная передача
Отношение по ошибке BIP-8 превысило пороговую
величину
Потеря цикла или отсутствие сигнала
Отношение по ошибке BIP-8 находится в пределах
порогового значения
б)
Рис. 1.3 Использование байта F1 а, и его структура б.
На приемной стороне осуществляется детектирование кода BIP-24, для
чего в текущем цикле так же рассчитываются 24 битовых суммы и полученный
9
результат сравнивается с содержимым байт В2 следующего цикла. При их
совпадении фиксируется отсутствие ошибочных блоков бит, а при наличии
несовпадений фиксируется количество ошибочных блоков бит – от одного до
24;
К1, К2 – используются для управления резервным переключением на
мультиплексных секциях кабельных соединительных линий, приходящих на
узловые и оконечные станции. К1 – передача приемному окончанию
мультиплексной секции сигнала автоматического переключения на резерв с
указанием номеров рабочего и резервного трактов; К2 – передача с приемного
конца мультиплексной секции на передающий конец аварийных сигналов MS
AIS К2=ххххх111 и MS FERF К2=ххххх110 с указанием номеров рабочих
трактов;
D4 – D12 – объединенный 576 Кбит/с канал управления;
S1 – статус синхронизации SSM (System Synchronization Messages –
сообщения о параметрах синхронизации) Байт S1 определяет параметр качества
источника тактовой частоты узла генерации транспортного модуля.
Информация о параметре качества источника тактовой частоты передается
комбинацией битов 5 – 8 в составе байта S1 таблица 1.1.
Передача информации о качестве источника синхронизации позволяет
избежать проблем, связанных с нарушениями в структуре системы
синхронизации при возникновении аварийных ситуаций. Например, сигнал от
источника плохого качества не используется для распределения по сети и
синхронизации от него других узлов и, кроме того препятствует образованию
петель в сети тактовой синхронизации.
Возможные значения параметров источника синхронизации
Таблица 1.1
Парамет Приоритет
при Значение параметра
р
использовании
0010
Наиболее
G811 первичный источник тактовой частоты
высокий
(PRC)
0100
G812 вторичный источник тактовой частоты
транзитного узла
1000
G812 вторичный источник тактовой частоты
оконечного узла
1011
Источник тактовой частоты цифрового
оборудования
1111
Наиболее низкий Не
использовать
для
внешней
синхронизации
0000
Качество не определено
В соответствии со структурой секционного заголовка на ЦРРЛ
выделяются мультиплексные и регенерационные секции рисунок 1.4.
В соответствии с рисунком 1.4 на ОРС1 заканчивается мультиплексная
секция MS1 кабельной соединительной линии между мультиплексным
оборудованием MUX и оконечной радиорелейной станцией и начинаются
10
мультиплексная MS2 и регенерационная RS1 секции радиорелейной линии.
Регенерационные секции радиорелейной линии начинаются и заканчиваются на
всех пролетах. Мультиплексные секции радиорелейной линии начинаются и
заканчиваются на ОРС и УРС, следовательно на ОРС и УРС обрабатывается
весь заголовок SOH STM-1, включая AU указатель. На ПРС обрабатывается
только заголовок регенерационной секции RSOH, а остальная часть заголовка
проходит через эти станции транзитом.
MS1
MUX
MS2
ОРС1
УРС4
ПРС3
ПРС2
RS1
MS3
RS2
RS3
MS4
ОРС6
ПРС5
MUX
RS5
RS4
MUX
Рисунок 1.4 - Мультиплексные и регенерационные секции РРЛ
При рассмотрении структурных схем станций РРЛ СЦИ в пособии
используется терминология и обозначения принятые в аппаратуре фирмы NEC
(Япония). Структурная схема оконечной радиорелейной станции ОРС1 (TS –
Terminal Station) приведена на рисунке 1.5.
Узловая радиорелейная станция УРС4 (B-B TS – Back to Back Terminal
Station) может быть представлена двумя ОРС и ее обобщенная структурная
схема приведена на рисунке 1.6.
Структурная схема промежуточной радиорелейной станции ПРС2 (RRS –
Regenerator Repeater Station) приведена на рисунке 1.7.
На всех структурных схемах радиорелейных станций приведен один
рабочий ствол при использовании пространственно разнесенного приема.
Основная
антенна
Основная
антенна
ОРС
А
ОРС
В
Разнесенная
антенна
Разнесенная
антенна
MUX
Рисунок 1.6 – Структурная схема узловой станции
11
К резервному
стволу
От MUX
SOH
MS1
SOH
MS2
Резервир
ование
Многоу-
Мод.
КАМ
ровнев
ый
кодер
Пд
ФОС
УР
Основная
антенна
От других
стволов
Служ.
SOH INTF
УУР
каналы
к MUX SOH
MS1
SOH
MS2
Резерви
рование
От резервного
ствола
Многоу-
ровнев
ый
декоде
р
АТЭ
Дем.
КАМ
ХАТЭ
ХДем
КАМ
АЧЭ
УКС
Пр1
К
другим
ствола
м ФРС1
Пр2
ФРС2
От приемника кроссполяризационного сигнала
Разнесенная
антенна
К другим стволам
Рисунок 1.5 Структурная схема оконечной радиорелейной станции
12
К другим стволам
ФРС2
Пр2
ФРС1
Пр1
Разнесенная
антенна
УКС
Дем.
КАМ
АЧЭ
От приемника кроссполяризационного сигнала
К другим стволам
Многоуровневый
декодер
АТЭ
ХДем
КАМ
RS1
Основная
антенна
От других стволов
Мод.
КАМ
Многоу-
ровне
вый
кодер
ФОС
УР
Основная
антенна
От других стволов
RS2
каналы
Пд
Пд
RS1
RSOH INTF
ФОС
Мод.
КАМ
ХАТЭ
Служ.
УР
Многоу-
ровнев
ый
кодер
К другим стволам
RS2
Многоу-
ровне
вый
декод
ер
АТЭ
Дем.
КАМ
ХАТЭ
ХДем.
КАМ
АЧЭ
УКС
Пр1
ФРС1
Пр2
ФРС2
От приемника
К другим стволам
кроссполяРисунок 1.7 Структурная схема промежуточной
радиорелейной станции
ризационного
сигнала
13
Разнесенная
антенна
На вход рабочего ствола РРЛ СЦИ по кабельной соединительной линии
от MUX поступает линейный цифровой сигнал в коде CMI со скоростью
155,52 Мбит/с (STM-1). Поскольку на ОРС1 заканчивается мультиплексная
секция кабельной соединительной линии (рис.1.4), то здесь производится
обработка заголовка этой секции (модуль SOH MS1). В этом модуле, его
подробная схема приведена на рисунке 1.8, осуществляется регенерация
сигнала и преобразование линейного кода CMI в код NRZ (C/N преобр.),
который и используется в аппаратуре радиорелейных станций как наиболее
узкополосный из двоичных кодов.
E1, E2,
D1,…, D12
SOH
выделение
STM-1
C/N
S/P
Пр.
преобр.
преобр
ЦС
Дескр
ембле
р
PTR
BIP-8
BIP-24
детектор
детектор
FT
Рисунок 1.8 – Структурная схема обработки секционного заголовка на
приемной стороне
Далее в этом модуле осуществляется преобразование входного
цифрового потока 155,52 Мбит/с в восемь параллельных потоков по 19,44
Мбит/с (S/P – serial/parallel), для того чтобы при дальнейшей обработке
цифрового сигнала можно было использовать микросхемотехнику с невысоким
быстродействием, но при этом количество комплектов оборудования при
дальнейшей обработке увеличивается в восемь раз. Для обеспечения этих двух
преобразований (C/N и S/P) необходима тактовая частота, которая выделяется
из входного сигнала.
После этого начинается непосредственно обработка секционного
заголовка, которая заключается в выделении и соответствующей обработке
байт секционного заголовка. Для определения местоположения байт заголовка
в стуктуре синхронного транспортного модуля необходимо определить начало
его цикла, т.е. осуществить синхронизацию начала цикла генераторного
оборудования приема под начало цикла принимаемого сигнала. Для этого
используется приемник циклового синхросигнала Пр.ЦС.
После того как определено начало цикла, производится контроль
ошибочно принятых бит по коду BIP-8 (BIP-8 детектор), для чего
рассчитываются битовые суммы по всем байтам текущего цикла и
сравниваются с битовыми суммами записанными на передающем конце в байт
14
В1 следующего цикла. При совпадении указанных сумм фиксируется
отсутствие ошибочных блоков бит, в противном случае количество не
совпадающих сумм (от одной до восьми) определяет количество ошибочных
блоков бит.
Далее сигнал обрабатывается в дескремблере, где из приходящего
сигнала удаляется псевдослучайная последовательность ПСП, введенная на
передающей стороне в скремблере. ПСП на передающей стороне вводится для
того, чтобы исключить появление в передаваемом цифровом сигнале длинных
последовательностей «0» и «1». Наличие таких последовательностей приводит
к отсутствию в такие моменты времени информации о тактовой частоте, что
ухудшает работу выделителя тактовой частоты и увеличивает коэффициент
ошибок. Поскольку введенная ПСП выполнила свою функцию (тактовая
частота выделена из сигнала на входе модуля), ее можно удалить из сигнала.
После удаления ПСП из сигнала производится контроль ошибок по коду
BIP-24 (BIP-24 детектор), для чего рассчитываются 24 битовые суммы по всем
тройкам байт (кроме байт заголовка регенерационной секции RSOH) текущего
цикла и сравниваются с битовыми суммами записанными на передающем
конце в байты В2 следующего цикла. При совпадении указанных сумм
фиксируется отсутствие ошибочных блоков бит, в противном случае
количество не совпадающих сумм (от одной до двадцати четырех) определяет
количество ошибочных блоков бит.
Здесь же производится выделение байт заголовка (SOH выделение),
используемых для организации служебных каналов : Е1, Е2, – каналы
служебной связи на мультиплексных и регенерационных секциях; D1,…, D12 –
каналы для системы управления. С выхода модуля SOH выделенные сигналы
поступают на интерфейс секционного заголовка (SOH INTF) (рисунок 1.5),
откуда подаются на соответствующее оборудование или проходят транзитом.
С выхода дескремблера цифровой сигнал восьмью потоками поступает на
модуль обработки AU– указателя (PTR), где устраняется расхождение частот
(фаз) между тактовыми частотами входного сигнала и местного генератора
(reference clock). Изменение тактовой частоты принимаемого сигнала
происходит при прохождении сигнала через мультиплексную секцию
(несколько
регенерационных
секций)
из-за
изменения
времени
распространения сигналов на пролетах (изменяется память канала) и обработки
сигнала в регенераторах. Сглаживание изменений тактовой частоты сигнала
производится в устройстве эластичной памяти, при этом может изменяться
значение AU– указателя.
После обработки AU– указателя сигналы поступают на модуль SOH MS2,
где начинается мультиплексная секция радиорелейной линии. В этом модуле
осуществляются генерация кодов BIP-8 и BIP-24 и введение
(мультиплексирование) байт заголовка SOH.
После обработки в модуле SOH MS2 сигналы поступают на модуль
резервирования стволов (рисунок 1.9), работой которого управляет устройство
управления резервированием (УУР).
15
Резервный ствол
ППд1
1 Рабочий ствол
ППр1
ППд2
2 Рабочий ствол
ППр2
ППд3
3 Рабочий ствол
УУР
Пд.
ППр3
УУР
Пр.
Рисунок 1.9 – Структурная схема резервирования стволов
В ЦРРЛ используется поучастковая система резервирования стволов и
при работе в диапазонах 4,5,6 ГГц, где используются двухчастотные планы,
организуется 8 дуплексных стволов (или 16 дуплексных стволов при
использовании поляризационного уплотнения). Поучастковая система
резервирования при этом обозначается как N+K, где N – количество рабочих
стволов, K - количество резервных, например, 2(3+1), 6+2, 7+1, 14+2 и т.п. По
этой причине переключение рабочих стволов на резервный ствол в основной
полосе (base band), т.е. по цифровому сигналу, осуществляется на оконечных и
узловых станциях.
На приемной стороне участка резервирования устройство управления
резервированием контролирует работоспособность и количественные
характеристики качества работы рабочих и резервного (резервных) стволов.
При ухудшении качества работы одного из рабочих стволов (из-за замираний
сигналов на пролетах, увеличения уровня внутренних или внешних шумов и
помех, из-за отказа оборудования) и работоспособном резервном стволе,
приемная часть УУР принимает решение о переключении данного рабочего
ствола на резервный ствол.
Как правило, в системе резервирования используется система
приоритетов при предоставлении одному из рабочих стволов, находящемуся в
аварийном состоянии, исправного резервного ствола. Возможные аварийные
ситуации в стволах и их приоритеты:
1. Пропадание сигнала на входе приемника (LOS - Loss Of Signal).
2. Потеря циклового синхронизма (LOF - Loss Of Frame).
3. Превышение порога по коэффициенту ошибок (SD – Signal Degrade),
порог КОШ = 10-6.
Схема управления резервированием определяет приоритет передаваемой
информации и приоритет аварийного состояния рабочих стволов. Самый
низкий приоритет передаваемой информации в резервном стволе, когда он, при
отсутствии необходимости резервирования рабочих стволов, используется для
передачи полезной информации. По служебному каналу приемная часть УУР
передает команду на передающую сторону участка резервирования.
16
На передающей стороне участка резервирования передающая часть УУР
посылает команду на соответствующий переключатель ППд (рисунок 1.9) и
информационный сигнал с этого момента передается параллельно по рабочему
и резервному стволам. На приемной стороне вначале производится
выравнивание времени распространения сигналов по рабочему и резервному
стволам, чтобы исключить эффект проскальзывания сигналов. Время
распространения сигналов в рабочем и резервном стволах отличается из-за
того, что частоты рабочих и резервных стволов разные и различное
расположение приемно-передающего оборудования этих стволов в стойках на
станциях участка резервирования.
Из-за перечисленных факторов время распространения сигнала в
резервном стволе всегда больше времени распространения сигналов в рабочих
стволах. Для каждой пары рабочего и резервного стволов в синхронном
переключателе (Synchronous Switch) вначале осуществляется статическое
выравнивание с помощью регулируемой линии задержки, а затем динамическое
выравнивание с помощью петли ФАПЧ. Только после выравнивания времени
распространения сигналов в рабочем и резервном стволах производится
безобрывное переключение выхода с помощью ключа ППр с рабочего ствола
на резервный ствол. После восстановления работоспособности рабочего ствола
восстанавливается исходная коммутация и освобождается резервный ствол.
После модуля резервирования стволов сигнал STM-1 восьмью потоками
суммарной скоростью 155520 Кбит/с поступает на многоуровневый кодер, в
котором: к входному цифровому потоку прибавляется дополнительный
заголовок радио цикла (RFCOH – Radio Frame Complementary Overhead);
производится скремблирование; осуществляется избыточное кодирование (FEC
– Forward Error Correction); производится размещение полученных цифровых
потоков на фазоамплитудной плоскости сигнала модулятора (рисунок 1.10)
[5,6].
В преобразователе скорости 1 осуществляется увеличение суммарной
скорости восьми цифровых потоков на 4,24 Мбит/с за счет того, что тактовая
частота считывания из буферной памяти превышает тактовую частоту записи
информации в эту память. В результате такого преобразования в выходных
потоках образуются тактовые интервалы свободные от информационных
символов.
В мультиплексоре дополнительного заголовка радиоцикла (рисунок 1.10,
1.11) в свободные тактовые интервалы вставляются информационные символы
служебных сигналов.
Основные из этих служебных сигналов: цифровой поток 2 Мбит/с (WS –
Way Side), доступный на каждой станции; служебные каналы (DSC – Data
Service Channel) для связи передающей и приемной сторон блока управления
резервированием и для сбора информации о состоянии оборудования станций
системой теленаблюдений; канал для автоматической регулировки мощности
передатчика при появлении замираний сигнала на приемной стороне (ATPC –
17
Automatic Transmitter Power Control ).
(19,97 8)
Мбит/с
FEC
и размещение
Скремблер
Преобразователь
скорости 2
(28,17 6)
Мбит/с
RFCOH
мультиплексор
Преобразователь
скорости 1
(19,44 8)
Мбит/с
P1
P2
P3
Q1
Q2
Q3
WS
DSC
ATPC
Рисунок 1.10 – Структурная схема многоуровневого кодера
10 М
ЦСС
4М
ЦСС
150 М
5М
ЦСС
RSOH
FEC
RFCOH
AU-PTR
Нагрузка
MSOH
Рисунок 1.11 – Структура сигнала на выходе многоуровневого кодера
В этом же модуле формируется цикл по дополнительному заголовку,
причем структура восьмиразрядного циклового синхросигнала может
изменяться с помощью переключателя, что обеспечивает идентификацию
ствола необходимую при наличии эффекта прохождения сигналов через три
интервала и на узловых радиорелейных станциях с большим числом
ответвлений. После мультиплексора сигналы поступают на скремблер, в
котором к ним добавляется псевдослучайная последовательность, устраняющая
в двоичном сигнале длинные последовательности нулей и единиц, что
улучшает работу выделителей тактовой частоты и электромагнитную
совместимость радиорелейных станций с другими радиосредствами,
работающими в совпадающих диапазонах частот.
В преобразователе скорости 2 суммарная скорость цифрового потока
увеличивается на 10 Мбит/с (рисунок 1.10, 1.11) и полученные шесть цифровых
18
потоков (для 64 КАМ) суммарной скоростью около 170 Мбит/с поступают на
модуль предкоррекции ошибок и размещения. Свободные тактовые интервалы,
полученные на выходе преобразователя скорости 2, присутствуют только в
первом в соотношении 3/4 (три информационных символа из четырех) и втором
в соотношении 11/12 цифровых потоках из шести.
В модуле предкоррекции ошибок свободные биты в первом цифровом
потоке заполняются с использованием сверточного кодирования. При
сверточном кодировании очередная передаваемая кодовая комбинация зависит
не только от очередного поступающего на вход кодера блока информационных
символов, но и от символов поступивших ранее. Длина элементарного блока k
информационных символов бывает обычно небольшой. Число n символов,
поступающих на выход кодера в ответ на каждый входной блок из k символов,
и определяет скорость кода R = k / n . В рассматриваемом случае используются
коды с k = 3 , n = 4 (R=3/4). Во втором цифровом потоке k = 11 , n = 12 (R =
11/12) избыточный бит используется для проверки на четность одиннадцати
разрядной кодовой комбинации.
Операция размещения (mapping) полученных цифровых потоков на
фазоамплитудной плоскости (constellation – созвездие) сигнала модулятора
заключается в том, что соседние точки на созвездии определяются первым из
шести потоков, который имеет наибольшую защиту (3/4) и может
обнаруживать и исправлять одиночные ошибки. Это определяется тем, что изза действия шумов и помех наиболее вероятным будет переход данной
принятой точки созвездия на соседние точки. Размещение также предполагает,
что второй поток с соотношением 11/12 определяет на созвездии точки по
диагонали. Остальные четыре потока из шести не имеют избыточных бит и
определяют все остальные точки на созвездии в соответствии с увеличением
расстояния между ними.
В результате проведенных преобразований сигнала на выходе
многоуровневого кодера формируются шесть потоков (рисунок 1.10), из них
три потока для синфазной (Phase) составляющей Р1,Р2,Р3 и три потока для
квадратурной (Quadrature) составляющей Q1,Q2,Q3, которые и определяют
расположение точек на созвездии. Необходимо отметить, что количество
цифровых потоков на выходе многоуровневого кодера определяется
позиционностью квадратурной амплитудной модуляции М-КАМ. В
рассматриваемом случае используется 64 КАМ.
С выхода многоуровневого кодера сигнал поступает на КАМ модулятор
(рисунок 1.12). В цифроаналоговом преобразователе каждый из трех двоичных
потоков преобразуется в многоуровневый сигнал (в рассматриваемом случае в
восьмиуровневый 23 = 8).
В фильтре нижних частот производится ограничение полосы
модулирующего сигнала в пределах
Пс
П N (1
19
),
(1.4)
где ПN = FT/2 – полоса Найквиста; = {0,1} – коэффициент (roll off),
определяющий степень сужения полосы (зависит от фирмы производителя
оборудования).
Р1
Р2
Р3
ЦАП
ФНЧ
СМ
ПФ
Q1
Q2
Q3
ЦАП
ФНЧ
УПЧ
СМ
/2
Ген.
Рисунок 1.12 – Структурная схема КАМ модулятора
В смесителях осуществляется амплитудная и фазовая модуляция по
каждой из составляющих, после сложения которых получается сигнал 64 КАМ
с промежуточной частотой 70 или 140 МГц. Далее в полосовом фильтре
отфильтровываются побочные продукты, которые появляются в смесителях и,
наконец, с помощью УПЧ устанавливается необходимый уровень на выходе
модулятора.
С
выхода
модулятора
сигнал
промежуточной
частоты
промодулированный по амплитуде и фазе поступает на передающее устройство
(Пд) (рис. 1.5 и 1.13). В передающем устройстве осуществляется
преобразование сигнала промежуточной частоты в сигнал СВЧ, выделение
верхней или нижней боковой в фильтре боковой полосы (ФБП) и усиление его
мощности до 5…10 Вт в диапазонах 4,5,6 ГГц. Существенным отличием
передатчика М-КАМ сигнала от передатчиков ЧМ и М-ОФМ сигналов является
то, что в нем необходимо иметь высокую линейность амплитудной
характеристики, так как в изменении амплитуды сигнала заложена
информация. Высокая линейность амплитудной характеристики достигается
использованием линеаризатора амплитудной характеристики (рисунок 1.13,а) и
смещением рабочей точки усилителя мощности на линейный участок
(смещение достигает 7 дБ, рисунок 1.13,б). Принцип работы линеаризатора
основан на предискажении входного сигнала, в котором с помощью
регулировок амплитуды и фазы формируется третья гармоника сигнала,
амплитуда которой равна амплитуде третьей гармоники на выходе усилителя
мощности, а фазы этих двух сигналов (на выходе линеаризатора U3Л и
усилителя мощности U3 ) противоположны рисунок 1.13,в.
20
СМ
УПЧ
Линеариз
атор
ФБП
УСВЧ
Гет.
а
Р вых
7 дБ
Р вх макс
Р вх
б
U1
U3Л
U3
в
Рисунок 1.13. Передатчик с линеаризатором.
С выхода передатчика СВЧ сигнал поступает на фильтры объединения
стволов (ФОС), где с помощью ферритовых вентилей и полосовых фильтров на
объемных керамических резонаторах объединяются сигналы нескольких
передатчиков. Объединенный сигнал поступает на устройство разделения
приема и передачи (УР) и по эллиптическому волноводу через
поляризационный селектор (ПС) поступает в антенну и излучается в сторону
соседней станции. Структурная схема антенно-волноводного тракта для
21
основной антенны, которая работает на передачу и на прием, представлена на
рис. 1.14 . Для разнесенной антенны (SD – Space Diversity), работающей только
на прием, будут отсутствовать устройства разделения приема и передачи и
разделение стволов будет производиться в фильтрах разделения стволов (ФРС).
Основным недостатком систем радиосвязи является многолучевая
структура сигнала на входе приемной антенны, где в результате сложения
лучей возникают селективные замирания, т.е. происходит увеличение
неравномерности АЧХ тракта передачи.
ПС
Основная
антенна
ФОСг
УРпд-пр
Волноводы
от Пд
ФОСв
УРпд-пр
ФРСг
к Пр
ФРСв
Рис. 1.14. Структурная схема антенно-волноводного тракта.
В высокоскоростных РРЛ длительность символа цифрового сигнала
становится соизмеримой с разностью хода лучей, что обуславливает появление
большой величины межсимвольных помех. Оба эти явления приводят к
недопустимому снижению помехоустойчивости приема и к необходимости
использования на приемной стороне различных способов борьбы с
последствиями многолучевого распространения радиоволн. К таким способам
относятся: пространственное и частотное разнесение; адаптивная компенсация
неравномерности АЧХ; адаптивная компенсация межсимвольных помех.
Приемная часть оконечной станции начинается с двух антенн основной и
разнесенной по высоте h (рисунок 1.15), что позволяет реализовать
22
пространственно-разнесенный прием и уменьшить влияние селективных
замираний на качество работы РРЛ. С выходов антенн сигналы через УР и
волноводы поступает на фильтры разделения стволов (ФРС) и через них на
основной и разнесенный приемники рис. 1.15.
Аосн
h
Аразн
МШУ1
СМ1
Гет1
ФД
Σ
φ1
МШУ2
СМ2
φ2
Рис.1.15 Разнесенный прием в РРЛ СЦИ
В приемниках осуществляется: усиление сигналов в малошумящих
усилителях; преобразование СВЧ сигналов в сигналы промежуточной частоты,
после чего сигналы поступают на устройство комбинирования сигналов (УКС).
При приеме цифровых сигналов нельзя использовать автовыбор сильного
сигнала, как это делается в аналоговых РРЛ, так как при этом возможно
появление эффекта проскальзывания, т.е. возникновение пачек ошибок.
Поэтому в РРЛ СЦИ используется сложение разнесенных сигналов (рисунок
1.15).
При сложении сигналов осуществляется фазирование сигнала ПЧ
разнесенного приемника под сигнал ПЧ основного приемника, для чего в цепи
гетеродина разнесенного приемника устанавливается фазовращатель
1,
управляемый с выхода фазового детектора УКС. Фазовый детектор и
23
фазовращатель осуществляют динамическое фазирование сигналов, т.е.
компенсируют изменяющуюся разность фаз разнесенных сигналов,
возникающую в тракте распространения. Помимо динамического фазирования
в тракте приема используется статическое фазирование 2, с помощью которого
компенсируется постоянная разность фаз сигналов принятых на разнесенные по
высоте антенны. В качестве фазовращателя 2 используется отрезок кабеля.
После сложения сфазированных сигналов сигнал ПЧ с выхода УКС поступает
на корректор группового времени запаздывания (ГВЗ), с помощью которого
достигается высокая линейность фазочастотной характеристики. После
корректора ГВЗ сигнал поступает в УПЧ, где осуществляется: основное
усиление сигнала ослабленного на пролете; автоматическая регулировка
усиления и фильтрация сигналов соседних стволов в полосовом фильтре.
С выхода УПЧ сигнал поступает на адаптивный частотный эквалайзер
(АЧЭ), где производится компенсация селективных замираний сигнала в
стволе. После АЧЭ сигнал поступает на когерентный демодулятор КАМ
сигнала, на выходах фазовых детекторов синфазного и квадратурного каналов
которого получаются восьмиуровневые сигналы. Эти сигналы посредством
АЦП преобразуются в восемь цифровых потоков и подаются на адаптивный
трансверсальный эквалайзер (АТЭ).
В АТЭ осуществляется компенсация межсимвольных помех, вызванных
ограничением полосы сигнала в приемной и передающей частях оборудования
и трактом распространения. Кроме того, здесь же производится компенсация
межсимвольных помех от кроссполяризационной составляющей при
использовании в системе поляризационного уплотнения, т.е. при передаче на
одной частоте информации двух стволов на разных поляризациях (ХДем., КАМ
и ХАТЭ).
В цифровых радиорелейных линиях, в отличие от аналоговых, из- за
возможности работать при меньших отношениях сигнал/шум можно
использовать поляризационное уплотнение – передавать сигналы двух стволов
с разной поляризацией на одной частоте рисунок 1.16.
Г
В
1
f1
2
3
f2
4
5
f3
6
f
Рис. 1.16. Поляризационное уплотнение
На рисунке 1.17 представлена зависимость коэффициента ошибок от
отношения сигнал/шум на входе приемника при разных видах модуляции. Из
рисунка следует, что если при 64 КАМ обеспечить кросс поляризационную
24
развязку не ниже 35 дБ, то влиянием кросс поляризационного сигнала на
качество приема сигнала на основной поляризации можно пренебречь. При
использовании в цифровых РРЛ двух волноводов с разной поляризацией, кросс
поляризационная развязка определяется поляризационным селектором и
точностью юстировки антенны. При этом кросс поляризационная развязка в 35
дБ обеспечивается без особых трудностей.
Pош
64-КАМ
32-КАМ
16-КАМ
8-ОФМ
4-ОФМ
2 -ОФМ
Pc
,дБ
Pш
Рисунок 1.17. Зависимость вероятности ошибки от отношения
сигнал/шум при различных видах модуляции
25
После компенсации всех известных видов межсимвольных помех
осуществляется регенерация сигнала и преобразование его при 64 КАМ в шесть
потоков (три по синфазной и три по квадратурной составляющим), которые
подаются на многоуровневый декодер.
В многоуровневом декодере с использованием избыточных бит и
декодера Витерби производится обнаружение и исправление ошибок, после
чего тактовые интервалы, соответствующие избыточным битам удаляются
преобразователем скорости.
В дескремблере, где удаляется псевдослучайная последовательность,
введенная в сигнал на передающей стороне скремблером.
Далее
осуществляется
выделение
служебных
сигналов
из
дополнительного заголовка радио цикла (RFCOH), после чего тактовые
интервалы, соответствующие битам занятым служебными сигналами
удаляются преобразователем скорости.
После многоуровневого декодера сигналы восьмью потоками поступают
на синхронные переключатели модуля резервирования стволов (рисунок 1.9).
Затем сигналы поступают на модуль обработки секционного заголовка
мультиплексной секции радиорелейной линии (SOH MS2), где обрабатывается
AU- указатель, детектируются коды BIP-8, BIP-24 и выделяются 14 байт с
помощью которых передаются служебные сигналы (рисунок 1.5).
Потом сигнал поступает на модуль обработки секционного заголовка
мультиплексной секции кабельной соединительной линии (SOH MS1), в
котором осуществляется генерирование кодов BIP-8, BIP-24, скремблирование,
преобразование восьми потоков в один и преобразование кода NRZ в код CMI.
Выше была рассмотрена обработка сигнала на оконечных и узловых
радиорелейных станциях. Особенности обработки сигнала на промежуточных
станциях рисунок 1.7 связана с тем, что в радиорелейных линиях синхронной
цифровой иерархии используется поучастковая система резервирования и на
таких станциях нет выделения и ввода цифровых потоков, т.е. на них
отсутствует связь с мультиплексным оборудованием.
В связи с указанными особенностями промежуточной станции на ней
отсутствуют блоки переключения на резерв и устройство управления
резервированием. Поскольку на промежуточных радиорелейных станциях
заканчиваются и начинаются регенерационные секции, то на них производится
обработка заголовка этой секции в многоуровневом декодере и используется
интерфейс RSOH. Вся остальная обработка сигнала осуществляется также как и
на узловых и оконечных станциях.
В последующих главах подробно рассматриваются принципы работы
устройств, входящих в блок модулятора и демодулятора: многоуровневых
кодера и декодера; КАМ модулятора и демодулятора; адаптивных частотного и
трансверсального эквалайзеров. Такое размещение устройств по блокам
принято в радиорелейной аппаратуре фирмы NEC.
26
Контрольные вопросы
1. Назовите причины, по которым цифровые РРЛ имеют более высокую
помехоустойчивость по сравнению с аналоговыми РРЛ.
2. Назовите функции байт заголовка регенерационной секции.
3. Назовите функции байт заголовка мультиплексной секции.
4. Какие станции ЦРРЛ входят в состав регенерационных и
мультиплексных секций.
5. Назовите функции основных блоков оконечной станции ЦРРЛ.
6. Назовите функции основных блоков промежуточной станции ЦРРЛ.
7. Назовите функции основных блоков узловой станции ЦРРЛ.
8. Поясните принцип резервирования стволов в ЦРРЛ.
9. Поясните принцип обработки сигнала в многоуровневом кодере.
10. Поясните принцип работы КАМ модулятора.
11. Поясните особенности работы передатчика при усилении КАМ
сигналов.
12. Поясните принцип поляризационного уплотнения, используемого в
ЦРРЛ.
13. Поясните особенности антенно-волноводного тракта в ЦРРЛ.
14. Поясните особенности разнесенного приема в ЦРРЛ.
Список литературы
1. Руководящий технический материал по применению синхронной
цифровой иерархии на сети связи российской Федерации. – М.: ЦНИИС, 1994.–
50 c.
2. Н.Н. Слепов. Синхронные цифровые сети SDH. – М.: Эко-Трендз, 1988.
– 152 с.
3. Справочник по радиорелейной связи. Под ред. С.В. Бородича. – М.:
Радио и связь, 1981. – 416 с.
4. Носов В.И. Основы построения радиорелейных линий синхронной
цифровой иерархии. Учебное пособие. УМО по специальности связь. –
Новосибирск.: СибГУТИ, 1999. – 98 с.
5. SDH Digital Microwave Radio System. System Handbook, vol. 1,2. – NEC,
Japan. 1995.
6. SDH Digital Microwave Radio System. Instruction Manual, vol. 1,2,3,4,5. –
NEC, Japan. 1995.
27
2. МНОГОУРОВНЕВЫЙ КОДЕР В АППАРАТУРЕ РРЛ СЦИ
После модуля резервирования стволов (см. раздел 1) сигнал STM-1
восьмью потоками суммарной скоростью 155520 Кбит/с поступает на
многоуровневый кодер, в котором: к входному цифровому потоку прибавляется
дополнительный
заголовок
радио
цикла
RFCOH;
производится
скремблирование; осуществляется избыточное кодирование FEC и размещение
полученных цифровых потоков на фазоамплитудной плоскости модулятора
(рис.1.10, 1.11).
Таким образом, многоуровневый кодер подготавливает цифровой сигнал
к многоуровневой (многопозиционной) модуляции и к прохождению по
радиотракту. Структурная схема многоуровневого кодера приведена на рисунке
2.1.
2.1 Дополнительный заголовок радио цикла
Первый преобразователь скорости увеличивает скорость каждого из
восьми цифровых потоков с 19,44 до 19,97 Мбит/с, т.е. увеличивает суммарную
скорость цифрового потока на 4,24 Мбит/с. В качестве преобразователя
скорости в каждом из восьми цифровых потоков используется запоминающее
устройство, запись информации в который осуществляется с тактовой частотой
19,44 МГц, а считывание с частотой 19,97 МГц (рисунок 2.2а).
Генератор, управляемый напряжением ГУН (VCO – Voltage Controlled
Oscillator) вырабатывает тактовую частоту считывания, которая с помощью
петли фазовой автоподстройки частоты синхронизируется под тактовую
частоту импульсов записи рисунок 2.2б. Тактовая частота импульсов записи
имеет стабильность частоты, принятой для синхронной цифровой иерархии f
/ f0 = 10-11.
В результате того, что тактовая частота импульсов считывания
превышает тактовую частоту импульсов записи, на выходе преобразователя
скорости рисунок 2.2а появятся избыточные (свободные от информации) биты
рисунок 2.3. В мультиплексоре дополнительного заголовка радио цикла
(RFCOH – Radio Frame Complementary Over Head) (рисунок 2.1)
информационными символами служебных сигналов занимаются избыточные
биты, полученные в преобразователе скорости 1.
Основными служебными сигналами, передаваемыми в дополнительном
заголовке радиоцикла, являются дополнительный цифровой поток WS со
скоростью 2,048 Мбит/с (WS – Way Side), пять служебных каналов DSC со
скоростью 64 Кбит/с каждый (DSC – Data Service Channel), один служебный
канал ATPC со скоростью 56 Кбит/с (ATPC – Automatic Transmitter Power
Control) рисунок 2.4. Поскольку дополнительный заголовок радио цикла
формируется в начале, а расформировывается в конце каждой регенерационной
секции, то рассматриваемые служебные сигналы доступны на всех
радиорелейных станциях.
28
1
2
3
4
5
6
7
8
Пр-ль
скорости
1
1
2
3
4
5
6
7
8
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
D8
Fт
RFCOH
MUX
Fт
Пр-ль
скорости
2
d6
d5
d4
d3
d2
d1
P1
P2
P3
Кодер и
размещение
Fт
ГУН 1
ГУН 2
Переключ.
ГПСП
ГЦС 2
ГЦС 1
2М
5 64К
Рисунок 2.1 Функциональная схема многуровневого кодера
АРМП
29
Q1
Q2
Q3
Fт
Входные
данные
FTвх
Выходные
данные
ЗУ
FTвх
FTвых
ФД
19,44/19,
77
FTвых
Г
ГУН
а
б
Рис. 2.2. Преобразователь скорости а и генератор управляемый
напряжением б.
Дополнительный цифровой поток со скоростью 2,048 Мбит/с может
использоваться как низкоскоростной раздаточный ствол доступный на всех
радиорелейных станциях. С его помощью можно организовать раздачу по
станциям тридцати 64 Кбит/с каналов, а при использовании статистического
уплотнения и устройств кодирования речи можно организовать раздачу по
станциям 300 или 600 каналов тональной частоты. Можно также организовать
раздаточный ствол цифрового телевизионного и звукового вещания. О
популярности у операторов связи этого цифрового потока говорит тот факт, что
в последних модификациях радиорелейного оборудования синхронной
цифровой иерархии фирмы NEC, организовано в одном стволе уже два таких
цифровых потока.
Вх.
данн
i1
ые
Вых.
i1данн
ые
i2
i3
i4
t
t1
i2
i3
i4
r
t
t1
Рисунок 2.3. Временные диаграммы для повышающего
преобразователя скорости.
Поскольку цифровой поток со скоростью 2,048 Мбит/с является потоком
плезиохронной цифровой иерархии, он имеет относительную нестабильность
тактовой частоты f / f0 = 10-6. Для размещения его в основном цифровом
потоке синхронной цифровой иерархии с относительной нестабильностью
тактовой частоты f / f0 = 10-11, необходимо осуществить согласование
30
скоростей этих потоков. Согласование скоростей этих
двух цифровых потоков осуществляется в интерфейсе дополнительного
цифрового потока WS INTFC рис. 2.4. При этом скорость цифрового потока на
выходе интерфейса этого потока увеличивается до 2,274 Мбит/с и биты этого
цифрового потока размещаются на месте избыточных r-бит полученных в
первом преобразователе скорости (биты W1 – W60 на рисунке 2.5).
Для повышения надежности организации связи с помощью
дополнительного цифрового потока со скоростью 2,048 Мбит/с для него, как и
для основного цифрового потока со скоростью 155,520 Мбит/с, предусмотрено
резервирование, для чего используется переключатель рисунок 2.4.
Следующими служебными сигналами, передаваемыми в дополнительном
заголовке радио цикла, являются пять служебных каналов DSC со скоростью 64
Кбит/с каждый. Один из них DSC-5 используется для организации связи между
приемным УУРПР и передающим УУРПД частями устройства управления по
участковой системы резервирования стволов рисунок 1.9.
Остальные четыре из этих пяти служебных каналов DSC-1 – DSC-4,
используются для организации служебной связи в системе теленаблюдения (SS
– Supervisor System) рисунок 2.6. На нижнем уровне (LSS) системы
теленаблюдения используются два канала DSC-3 и DSC-4 для сбора
информации с радиорелейной аппаратуры промежуточных, оконечных и
узловых станций, причем два канала служебной связи позволяют организовать
дублирование собираемой информации, что повышает надежность работы
системы теленаблюдения.
На рисунке 2.6 обозначены: оконечная станция MS154; узловые станции MS119,
MS125,MS131,MS135,Ms140,MS150;
промежуточные
станции
изображены точками между узловыми и оконечной станциями. С узловых
станций нижнего уровня информация о состоянии радиорелейного
оборудования по каналу DSC-2 собирается на станции среднего уровня
системы теленаблюдения MSS, с которых по каналу DSC-1 она собирается в
ЭВМ центральной или главной станции системы теленаблюдения CSS.
Пять служебных каналов DSC-1 – DSC-5 объединяются в один цифровой
канал со скоростью 320 Кбит/с, который поступает на переключатель
резервирования каналов DSC рисунок 2.4. Поскольку суммарный цифровой
поток со скоростью 320 Кбит/с является потоком плезиохронной цифровой
иерархии, то он имеет относительную нестабильность тактовой частоты f / f0 =
10-6. Для размещения его в основном цифровом потоке синхронной цифровой
иерархии с относительной нестабильностью тактовой частоты f / f0 = 10-11,
необходимо осуществить согласование скоростей этих потоков. Согласование
скоростей этих двух цифровых потоков осуществляется в интерфейсе
цифрового потока служебных каналов DSC INTFC рис. 2.4.
31
Вх.
данные
Многоур.
кодер
Вых.
ПЧ
КАМ
Модулятор
Вх.
DSC
Переключ.
Вых.
DSC
INTFC
К
От
Другие стволы
Вх.
WS
Переключ.
WS
INTFC
Вых.
К
От
Другие стволы
Вых.
данные
Многоур.
декодер
АТЭ
Кроссполяр.
АТЭ
КАМ
Демодулят.
Кроссполяр.
КАМ
Демодул.
Рис.2.4. Структурная схема блока модулятора - демодулятора
32
АЧЭ
Осн
Вх.
ПЧ
Кросс
Поляриз.
37 бит
32 бит
Данные
Данные
r бит
С 1-й по 13тую
r бит
14ая
D1
F1 P1 C1AT1 D1 W1 W5W13W21W29W37W45W53 F1 P1 C9TX1 D1 W1 W5W13W21W29W37W45W53 F1 P1 C1AT1 D1 W1 W5W13W21W29W37W45W53 F1 P1 C9TX1 D1 W1
D2
F2 P2 C2AT2 D2 W2 W6W14W22W30W38W46W54 F2 P2 C10TX2D2 W2W6W14W22W30W38W46W54 F2 P2 C2AT2 D2 W2W6W14W22W30W38W46W54 F2 P2 C10TX2D2
D3
F3 X1 C3AT3 D3 W3 W7W15W23W31W39W47W55 F3 X4
TX3 D3 W3W7W15W23W31W39W47W55 F3
C3AT3 D3 W3W7W15W23W31W39W47W55 F3
TX3 D3
F4 X2 C4 S1 D4 W4W8W16W24W32W40W48W56 F4 X5
D4 W4W8W16W24W32W40W48W56 F4
C4 S1 D4 W4W8W16W24W32W40W48W56 F4
D4
F5 X3 C5 S2 D5 D9W9W17W25W33W41W49W57 F5
D5 D9W9W17W25W33W41W49W57 F5
C5 S2 D5 D9W9W17W25W33W41W49W57 F5
D5
D4
D5
D6
F6 SW1 C6 S3 D6D10W10W18W26W34W42W50W58 F6 SW1
D6D10W10W18W26W34W42W50W58 F6SW1C6 S3D6D10W10W18W26W34W42W50W58 F6SW1
F7 SW2 C7
D7D11W11W19W27W35W43W51W59 F7 SW2
D7D11W11W19W27W35W43W51W59 F7SW2C7
D7D11W11W19W27W35W43W51W59 F7SW2
F8 SW3 C8
D8D12W12W20W28W36W44W52W60 F8 SW3
D8D12W12W20W28W36W44W52W60 F8 SW3 C8
D8D12W12W20W28W36W44W52W60 F8 SW3
D7
D8
Внутренний фрейм (527
бит)
Полный фрейм (2108 бит)
Рис. 2.5 Заполнение r бит дополнительного заголовка радио цикла (F1-F8-биты циклового синхросигнала
RFCOH; D1-D12-биты каналов DSC; W1-W60-биты двух мегабитного потока; AT1-AT3 – биты канала ATPC).
33
MS119
MS125
MS131
MS135
MS140
MS147
MS150
MS154
GSS-MSS
DSC1
MSS119
CSS
MSS154
MSS-LSS
DSC2
LSS125
LSS131
LSS140
LSS147
LSS
DSC3
LSS
DSC4
Рис. 2.6 Организация служебной связи в системе теленаблюдений
34
LSS154
При этом скорость цифрового потока на выходе интерфейса этого потока
увеличивается до 454,74 Кбит/с и биты этого цифрового потока размещаются
на месте избыточных r-бит полученных в первом преобразователе скорости
(биты D1 – D12 на рисунке 2.5).
Еще одним служебным каналом, организуемом в дополнительном
заголовке радио цикла, является канал связи ATPC между приемником и
передатчиком ствола для осуществления автоматической регулировки
мощности передатчика во время появления замирания сигналов на приемной
стороне из-за многолучевого распространения радиоволн.
Известно, что в радиорелейных линиях для выполнения рекомендаций
МСЭ-Р по обеспечению устойчивости работы на 0,1% (2500/L) (где L –
протяженность РРЛ, км) времени любого месяца года, мощность передатчика
выбирается на 35 – 40 дБ больше минимально необходимой мощности,
обеспечивающей требуемое качество приема. Минимально необходимая
мощность передатчика РП.МИН обеспечивает на приемной стороне коэффициент
ошибок в стволе КОШ 10-6 , запас по мощности передатчика в 35 – 40 дБ
называется запасом на замирания
РЗ и он необходим при отсутствии
регулировки мощности передатчика в моменты замираний сигнала.
При наличии автоматической регулировки мощности передатчика в
момент появления замирания сигнала на приемной стороне (занижение уровня
входного сигнала на 3 дБ относительно номинального уровня), по каналу ATPC
на передатчик поступает команда об увеличении выходной мощности.
Увеличение выходной мощности передатчика производится с шагом 1 дБ до
тех пор, пока выходная мощность не достигнет величины РП.МИН + РЗ. При
этом, для выполнения рекомендаций МСЭ-Р по обеспечению устойчивости
работы радиорелейной линии превышение мощности передатчика минимально
необходимой мощности может составлять всего 20 – 25 дБ рисунок 2.7.
РП
РП.БЕЗ ATPC
РЗ..БЕЗ ATPC
35-40 дБ
РП.С ATPC
РЗ..С ATPC
20-25 дБ
РП.МИН
t
Рис. 2.7 Выбор мощности передатчика с автоматической
регулировкой мощности передатчика и без неѐ.
Использование автоматической регулировки мощности передатчика
позволяет существенно на 15 – 20 дБ снизить мешающее действие данного
35
передатчика другим радиосредствам, работающим в этом же диапазоне частот.
Действительно в этом случае, согласно рисунка 2.7, передатчик достигает
мощности РП.С ATPC только в моменты глубоких замираний, которые
наблюдаются на радиорелейной линии протяженностью 2500 км не более, чем в
0,1 % времени любого месяца. Таким образом, введение автоматической
регулировки мощности передатчика позволяет существенно улучшить
электромагнитную совместимость радиосредств и, следовательно, разместить
на ограниченной территории большее количество радиосредств, работающих в
совмещенном диапазоне частот. Применение автоматической регулировки
мощности передатчика позволяет увеличить эффективность выделенного для
радиорелейной связи частотного ресурса.
Как следует из рисунка 2.5 цикл дополнительного заголовка радио цикла
не совпадает с циклом основного цифрового потока со скоростью 155,520
Мбит/с, следовательно, для выделения бит этого заголовка на приемной
стороне необходимо сформировать цикловой синхросигнал. Цикловой
синхросигнал дополнительного заголовка радио цикла имеет восьмибитовую
структуру и биты этого сигнала размещаются на месте избыточных r-бит
полученных в первом преобразователе скорости (биты F1 – F8 на рисунке 2.5).
Генерируется цикловой синхросигнал дополнительного заголовка радио цикла
в генераторе ГЦС 1 (Time Base Generator) рисунок 2.1. С помощью
переключателя можно изменять структуру циклового синхросигнала, который в
этом случае может служить идентификатором ствола, поскольку прием ствола с
другим идентификатором становится невозможным из-за невозможности
установления циклового синхронизма по дополнительному заголовку радио
цикла. При этом, будут неверно выделятся биты этого заголовка, и связь в
данном стволе станет невозможной.
Идентификатор ствола необходим, например, на радиорелейных линиях с
двухчастотным планом дуплексных стволов для исключения возможности
приема сигнала через три пролета рисунок 2.8.
РРС1
РРС2
f1
РРС3
f2
ID1
РРС4
f1
ID2
Рис. 2.8 Переприем сигнала через три пролета.
На радиорелейных линиях с гладкой подстилающей поверхностью
возможно образование приземных тропосферных волноводов, по которым
сигнал без большого затухания может распространяться далеко за пределами
прямой видимости (на сотни километров). По этой причине через три пролета
на входе приемника радиорелейной станции РРС4 будут два сигнала одной и
36
той же частоты почти одинаковой интенсивности, но с разной временной
задержкой.
Если на пролете между радиорелейными станциями РРС3 и РРС4
произойдет глубокое замирание сигнала, то приемник радиорелейной станции
РРС4 воспримет сигнал пришедший через три пролета за полезный и приемник
циклового синхросигнала зафиксирует аварийную ситуацию LOF (потеря
цикла) и начнет поиск циклового синхронизма с этим цифровым сигналом.
После окончания глубокого замирания на пролете между радиорелейными
станциями РРС3 и РРС4 приемник радиорелейной станции РРС4 воспримет
сигнал пришедший от РРС3 за полезный и приемник циклового синхросигнала
снова зафиксирует аварийную ситуацию LOF (потеря цикла) и начнет новый
поиск циклового синхронизма уже с этим цифровым сигналом. По этой
причине появляется довольно большое время отказа ствола.
Для того чтобы исключить рассмотренную ситуацию необходимо на
первом и третьем пролетах радиорелейной линии использовать разное значение
идентификатора ствола рисунок 2.8, устанавливаемого с помощью
переключателя идентификатора генератора циклового синхросигнала ГЦС1
рисунок 2.1.
Идентификатор ствола необходим также на радиорелейных линиях с
двухчастотным планом дуплексных стволов для исключения возможности
приема сигнала с другого направления при наличии на узловых или оконечных
станциях большого количества направлений. В этом случае на разных
направлениях приходится использовать одинаковые частоты и при замирании
сигнала на пролете возможен переход приемника циклового синхросигнала на
цифровой сигнал одного из соседних направлений. Чтобы этого не
происходило направления, использующие одинаковые частоты должны
использовать разные идентификаторы ствола.
2.2 Скремблирование цифровых потоков
После
заполнения
избыточных
бит
служебными
сигналами
дополнительного заголовка радио цикла в RFCOH MUX, восемь цифровых
потоков со скоростью 19,97 Мбит/с каждый поступают на скремблер (рисунок
2.1). Поскольку в цифровых потоках используется двоичный код NRZ, в них
возможно появление длинных последовательностей нулей и единиц. Известно,
что при наличии в канале тональной частоты пауз, которые составляют от 70 до
75 % времени работы канала, на выходе аналогово-цифрового преобразователя
появляются восьмиразрядные кодовые комбинации нулей. Наличие длинных
серий нулей и единиц приводит к тому, что в таком цифровом сигнале
отсутствует информация о тактовой частоте и, следовательно, ухудшается
точность выделения тактовой частоты в регенераторе и возрастает
коэффициент ошибок на его выходе.
Кроме того, наличие длинных серий нулей и единиц в цифровом сигнале,
которым модулируется несущая частота передатчика, приводит к тому, что во
время прохождения длинных серий нулей и единиц вся мощность передатчика
37
сосредоточена на несущей частоте (нет модулирующего сигнала). Такая
ситуация приводит к тому, что данный передатчик в эти моменты времени
создает недопустимую помеху другим радиосредствам, работающим в
совмещенных и соседних каналах с данным радиосредством. Недопустимой
такая помеха будет потому, что частотно-пространственное размещение
радиосредств обычно осуществляется с учетом модулированного сигнала.
Таким образом, наличие длинных серий нулей и единиц в цифровом
модулирующем
сигнале
приводит
к
существенному
ухудшению
электромагнитной совместимости радиосредств и как следствие, к снижению
эффективности использования радио спектра.
Чтобы устранить негативное влияние наличие длинных серий нулей и
единиц в цифровом сигнале на качество выделения тактовой частоты в
регенераторе и на электромагнитную совместимость радиосредств необходимо
разрушить эти длинные серии нулей и единиц. Одним из способов разрушения
длинных серий нулей и единиц в цифровом двоичном сигнале является
введение в него псевдослучайной последовательности ПСП. Введение
псевдослучайной последовательности производится в скремблере, где входной
двоичный
цифровой
сигнал
перемешивается
с
псевдослучайной
последовательностью в сумматоре по модулю два рисунок 2.9.
На вход скремблера поступает двоичный цифровой поток x(t) в коде
NRZ с длинными сериями нулей и единиц. В сумматоре по модулю два с этим
потоком складывается псевдослучайный двоичный цифровой сигнал z(t). На
выходе сумматора по модулю два получается скремблированный цифровой
двоичный поток
Y t
x (t )
z(t ).
(2.1)
Из (2.1) следует, что временные характеристики выходного двоичного
цифрового потока определяются как временными характеристиками входного
цифрового потока так и временными характеристиками псевдослучайного
цифрового потока.
Псевдослучайный цифровой поток получается в генераторе ПСП рисунок
2.9 б, который представляет из себя регистр сдвига с обратными связями. В
данном случае рассматривается трехразрядный регистр сдвига с обратными
связями с законом обработки
G( x)
X3
X2 1
(2.2)
Тактовая частота обеспечивает продвижение двоичных сигналов по
регистру сдвига, а импульс установки обеспечивает установку в начале работы
всех триггеров регистра сдвига в одинаковое состояние, в данном случае
единичное. Процесс работы регистра сдвига приведен в таблице 2.1.
38
+
Гпсп
уст
2
а
+
4
1
2
T1
T2
3
T3
FT
уст
б
Рисунок 2.9 Структурные схемы скремблера а и генератора ПСП б.
Номер
такта
0
1
2
3
4
5
6
7
1
1
0
0
1
0
1
1
1
Таблица состояний генератора ПСП.
Номер выхода
2
3
1
1
1
1
0
1
0
0
1
0
0
1
1
0
1
1
Таблица 2.1
4
0
0
1
0
1
1
1
0
Из таблицы следует, что период псевдослучайной последовательности
для данного генератора равен семи тактовым интервалам, а также то, что в
каждой из четырех рассматриваемых точек регистра сдвига за период
псевдослучайной последовательности в цифровом двоичном сигнале
появляются три нуля и четыре единицы, т.е. примерно одинаковое количество
39
тех и других. По этой причине выходной цифровой двоичный сигнал
скремблера Y(t) (2.1) не будет содержать длинных серий нулей и единиц.
В общем случае при n-разрядном регистре сдвига период псевдослучайной
последовательности
Tпсп
(2n 1)T ,
(2.3)
где Т – длительность тактового интервала.
Устранение длинных серий нулей и единиц в цифровом потоке позволяет
улучшить электромагнитную обстановку, что можно объяснить следующим
образом.
В аппаратуре радиорелейных линий синхронной цифровой иерархии
используется цифровой сигнал в коде NRZ, длительность импульса в котором
равна тактовому интервалу И = Т. Спектральная плотность мощности такого
одиночного импульса определяется с помощью преобразования Фурье
G( F ) T 2 sin2 ( FT ) ( FT )2 ,
(2.4)
где Т – длительность импульса (тактового интервала).
Спектральная плотность (2.4) обращается в нуль при (π∙F∙T) = к π
(к=1,2;….), или на частотах F = к / Т. Для цифрового сигнала FT = 1/T получила
название тактовой частоты.
Нормированная спектральная плотность мощности такого одиночного
импульса рисунок 2.10 определяется выражением
S ( F ) G( F ) G(0),
(2.5)
где G(0) – спектральная плотность мощности на нулевой частоте.
Отметим, что для одиночного импульса спектр сплошной и в пределах до
первого нуля на частоте FТ =1/Т в нем содержится 90 % энергии сигнала.
Значительная доля энергии в пределах этой полосы указывает на то, что полоса
сигнала может быть ограничена значением 1/Т.
Если рассматривать не одиночный импульс, а последовательность
импульсов, т.е. двоичный цифровой поток, то спектральная плотность
мощности такого потока становится дискретной. Огибающая дискретных
составляющих спектральной плотности мощности будет иметь ту же форму,
что и для одиночного импульса рисунок 2.10.
Если цифровой поток имеет период повторения ТЦП
, т.е. он не
повторяется (такой цифровой поток получил название случайного цифрового
потока), то FДС расстояние между соседними дискретными составляющими
спектра такого потока
Fдс
40
1 Tцп .
(2.6)
S(F)
1
0.5
F,
0
0
2·FT
FT
3·FT
4·FT
Рис. 2.10. Нормированная спектральная плотность мощности одиночного импульса
Из (2.6) следует, что для случайного цифрового потока ТЦП
расстояние между соседними спектральными составляющими стремится к
нулю
FДС
0. Следовательно, спектр случайной импульсной
последовательности, так же как и спектр одиночного импульса, является
сплошным.
Теперь рассмотрим спектральную плотность мощности цифрового
сигнала с псевдослучайной последовательностью. Отметим, что термин
псевдослучайная последовательность появился из следующих соображений.
Известна случайная последовательность, которая имеет период следования ТСП
стремящийся к бесконечности и равную вероятность появления нулей и единиц
ТСП
,
р0
р1
0,5.
(2.7)
Псевдослучайная последовательность (ПСП) имеет период повторения,
определяемый разрядностью регистра сдвига генератора псевдослучайной
последовательности (2.3), а вероятность появления нулей и единиц в такой
последовательности примерно одинакова
Т ПСП
(2n 1)T ,
р0
р1
0,5.
(2.8)
Как и у любой импульсной последоввательности, спектральная плотность
мощности псевдослучайной последовательности является дискретной и
расстояние между соседними дискретными составляющими согласно (2.6) и
(2.3)
41
FДС 1/ Т ПСП 1/(2n 1)T
FT /(2n 1).
(2.9)
Спектральная
плотность
мощности
псевдослучайной
цифровой
последовательности рисунок 2.11 будет иметь огибающую дискретных
составляющих такую же как и для одиночного импульса (2.5)
Из формулы (2.9) и рисунка 2.11 следует, что в участке спектра шириной
FT располагается ( 2n - 1) дискретных составляющих спектра псевдослучайной
последовательности.
S(F)
1
F
0.5
F,
0
0
FT
2·FT
3·FT
4·FT
Рис. 2.11. Нормированная спектральная плотность мощности псевдослучайной
последовательности
Если не использовать скремблер, то при длинной серии нулей на вход
модулятора не поступает модулирующий сигнал, а при длинной серии единиц
на вход модулятора поступает постоянная составляющая. В том и другом
случае на выходе модулятора, а следовательно и на выходе передатчика будет
немодулированная несущая, на которой сосредоточена вся мощность
передатчика. Так как частотно-территориальное планирование радиосредств
ведется с учетом излучения передатчиками модулированных сигналов, то
данный передатчик создаст недопустимую помеху приемникам других
радиосредств, работающих на этой или близкой частотах, и нарушит их
нормальное функционирование. Т.е. это приводит к резкому ухудшению
электромагнитной совместимости.
Использование же скремблирования цифрового сигнала позволяет
исключить возможность появления длинных серий нулей и единиц, т.е. создает
условия постоянного присутствия на входе модулятора модулирующего
сигнала. Это позволяет в значительной степени улучшить электромагнитную
совместимость
радиосредств,
причем
улучшение
электромагнитной
42
совместимости будет тем выше, чем больше период псевдослучайной
последовательности.
Действительно, при отсутствии модулирующего сигнала на выходе
передатчика будет одна дискретная составляющая (несущая), мощность
которой равна мощности передатчика рисунок 2.12. Если же используется
скремблер, то появляется модулирующий сигнал, количество дискретных
составляющих, в котором определяется периодом псевдослучайной
последовательности, и мощность передатчика распределяется между этими
дискретными составляющими пропорционально их амплитуде. В результате
при фиксированной мощности передатчика, мощность приходящаяся на
отдельные дискретные составляющие будет тем меньше, чем больше их
количество, т.е. тем больше период псевдослучайной последовательности
рисунок 2.12, где ТПСП2 > ТПСП1. Таким образом, скремблер осуществляет
дисперсию мощности передатчика по спектру, а при меньшей амплитуде
дискретных составляющих в спектре сигнала он оказывает меньшее влияние на
приемники других радиосредств.
После скремблера проскремблированный сигнал восьмью потоками
поступает на второй преобразователь скорости, в котором восемь цифровых
потоков преобразуются в шесть (при 64 КАМ) и их суммарная скорость
увеличивается на 10 Мбит/с.
В общем случае на выходе второго преобразователя кода необходимо
получить к потоков, которые обеспечивали бы М различных состояний, где М –
позиционность модуляции, реализуемая в модуляторе. Так как в цифровых
потоках используется аппаратный двоичный код NRZ, то общее число
различных состояний, которые могут дать к таких потоков
M
2k.
(2.10)
Из (2.10) следует, что при 16 КАМ необходимо четыре цифровых потока, при
32 КАМ – 5, при 64 КАМ – 6, при 128 КАМ – 7 и т.д.
Для формирования шести выходных потоков в исходных восьми потоках
нумеруются все биты в блоке, причем соседние биты имеют одинаковые
номера, но разный цвет таблица 1. При формировании шести потоков из одного
блока входных потоков формируются два блока, причем в блоке 1 размещаются
«светлые» информационные биты, а в блоке 2 – «темные» биты с теми же
номерами.
Таким образом, в выходных потоках соседние биты оказываются
разнесенными, в данном случае на двенадцать тактовых интервалов. Такое
разнесение во времени бит цифрового сигнала называется перемежением, а
расстояние между соседними битами глубиной перемежения. Данные шесть
потоков являются по существу модулирующим сигналом и передаются по
тракту передачи. Из за глубоких селективных замираний на пролете и из-за
43
действия импульсных помех в цифровом сигнале на приемной стороне
возникают пакеты ошибок, для исправления которых требуются коды с
большой избыточностью.
Р
РП
f
f0
а
Р
ТПСП1
ТПСП2
f
f0-FT
f0
f0+FT
б
Рис. 2.12 Спектры сигнала на выходе передатчика без
скремблирования а и со скремблированием б
Процесс преобразования восьми потоков в шесть изображен в таблицах
2.2 и 2.3.
Нумерация блока бит входных потоков
Таблица 2.2
d8
57
57
58
58
59
59
60
60
61
61
62
62
63
63
64
64
65
d7
65
66
66
67
67
68
68
45
45
46
46
47
47
48
48
49
49
d6
50
50
51
51
52
52
53
53
54
54
55
55
56
56
33
33
34
d5
34
35
35
36
36
37
37
38
38
39
39
40
40
41
41
42
42
d4
43
43
44
44
21
21
22
22
23
23
24
24
25
25
26
26
27
d3
27
28
28
29
29
30
30
31
31
32
32
10
10
11
11
12
12
d2
13
13
14
14
15
15
16
16
17
17
18
18
19
19
20
20
1
d1
1
2
2
3
3
4
4
5
5
6
6
7
7
8
8
9
9
44
Расположение бит в выходных потоках
Таблица 2.3
D6'
57
58
59
60
61
62
63
64
65
66
6
7
68
57
58
59
60
61
62
63
64
65
66
67
68
57
D5'
45
46
47
48
49
50
51
52
53
54
55
5
6
45
46
47
48
49
50
51
52
53
54
55
56
45
D4'
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
4
4
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
44
33
D3'
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
3
2
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
21
D2'
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
*
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
*
10
D1'
1
2
3
*
4
5
6
*
7
8
9
*
1
2
3
*
4
5
6
*
7
8
9
*
1
Блок 2
Блок 1
45
После преобразования на приемной стороне шести потоков в восемь
осуществляется и деперемежение соседних бит. При этом происходит
преобразование пакетов ошибок в одиночные, которые могут исправляться
корректирующими кодами с меньшей избыточностью.
Как видно из таблицы 2.3 избыточные биты добавляются только в первый
и второй из шести цифровых потоков, причем в первом потоке избыточные
биты вводятся после каждых трех информационных, а во втором потоке после каждых двенадцати. При этом скорость кодирования соответственно
равна
RD1
3 4, RD 2 11 12.
(2.11)
Дополнительная скорость для избыточного кодирования, введенная во
втором преобразователе скорости составляет 9,4 Мбит/с, причем в первом
цифровом потоке эта скорость составляет 7,05 Мбит/с, а во втором 2,35 Мбит/с.
В остальных четырех потоках избыточных бит нет.
С выхода преобразователя скорости рисунок 2.1. шесть цифровых
потоков со скоростью 28,193 Мбит/с каждый поступают на блок кодирования и
размещения, подробная структурная схема которого приведена на рисунке 2.13.
Избыточные биты в первом потоке заполняются в кодере 1, в качестве которого
используется сверточный кодер рисунок 2.14.
В этом кодере первый цифровой поток разбивается на три параллельных
потока, каждый из которых подается на свой трехразрядный регистр сдвига. С
выходов элементов этих регистров сдвига цифровые сигналы поступают на
четыре сумматора по модулю два, на выходах которых получаются в
параллельном коде три информационных бита i1, i2, i3 и избыточный бит r.
Такой сверточный код называется не систематическим, так как
информационные биты поступают на выход не непосредственно с выхода
последовательно-параллельного преобразователя, а с выходов регистров
сдвига. При этом выходные биты кодера зависят не только от текущих
значений входных бит, но и от ряда их предыдущих значений, число которых
определяется разрядностью регистров сдвига. Разрядность регистров сдвига
определяет глубину кодирования сверточного кода и с ее увеличением
увеличивается выигрыш от использования избыточного кодирования.
Избыточное кодирование сверточным кодом со скоростью 3/4, позволяет на
приемной стороне обнаруживать и исправлять ошибки в трех битовых
информационных блоках.
Второй цифровой поток поступает на дифференциальный кодер (кодер
относительности), с помощью которого на приемной стороне устраняется
неоднозначность фазы опорного напряжения в фазовом детекторе. После
дифференциального кодирования сигнал поступает на кодер 2, в котором
входной цифровой поток разбивается на одиннадцать параллельных потоков
46
d6
D6
D5
d5
Задерж
ка
D4
d4
P1
D3
D2
d3
Диф.
кодер
Кодер 2
P/S
преобр
Размеще
ние
d2
P2
P3
Q1
Q2
Q3
D1
Кодер 1
P/S
преобр
d1
Рис. 2.13 Структурная схема кодера и размещения
.
Информационные биты этих одиннадцати потоков суммируются по
модулю два и результат суммирования помещается в избыточный двенадцатый
бит. Таким образом в этом кодере осуществляется проверка блока из
одиннадцати информационных бит на четность, что позволяет на приемном
конце обнаружить наличие ошибки в этом блоке.
С выходов кодеров 1 и 2 сигналы поступают на преобразователи
параллельного кода в последовательный (p/s – parallel / serial). Поскольку
цифровые потоки с третьего по шестой не содержат избыточных бит и не
обрабатываются в кодерах, для сохранения синхронности всех шести потоков
на входе схемы размещения, они проходят через линию задержки.
В устройстве размещения шесть входных потоков, которые имеют 64
различных состояния, размещаются на фазово-амплитудной плоскости
модулятора, т.е. на синфазной Р и квадратурной Q осях. Количество цифровых
потоков для каждой из осей определяет количество уровней сигналов, т.е.
определяет многоуровневый сигнал, откуда и произошло название
многоуровневый кодер. Процедура размещения шести цифровых потоков на
фазово-амплитудной плоскости модулятора будет рассмотрена в следующем
параграфе.
47
+
S1
S2
i1
S3
+
i2
Посл.
D1
Пар.
S1
S2
S3
+
i3
S1
S2
S3
+
r
Рис. 2.14 Сверточный кодер
48
Контрольные вопросы
1. Поясните принцип формирования дополнительного заголовка
радиоцикла.
2. Поясните для чего используется дополнительный заголовок
радиоцикла.
3. Поясните принцип преобразования скорости цифрового потока.
4. Поясните назначение циклового синхросигнала дополнительного
заголовка радиоцикла.
5. Поясните назначение и принцип работы скремблера.
6. Поясните причину улучшения электромагнитной совместимости при
использовании скремблера.
7. Поясните назначение перемежения символов цифровых потоков.
8. Поясните принцип работы сверточного кодера.
Список литературы
1.Носов В.И. Основы построения радиорелейных линий синхронной
цифровой иерархии. Учебное пособие. УМО по специальности связь. –
Новосибирск.: СибГУТИ, 1999. – 98 с.
2. SDH Digital Microwave Radio System. System Handbook, vol. 1,2. – NEC,
Japan. 1995.
3. SDH Digital Microwave Radio System. Instruction Manual, vol. 1,2,3,4,5. –
NEC, Japan. 1995.
49
3 МОДУЛЯТОР КАМ
С выхода многоуровневого кодера Кр цифровых потоков для синфазной
составляющей и КQ цифровых потоков для квадратурной составляющей
суммарной скоростью 169,158 Мбит/с поступают на вход квадратурного
амплитудного модулятора.
Необходимость
использования
многопозиционной
квадратурной
(амплитудно-фазовой) модуляции вызвана следующими причинами. С одной
стороны, согласно частотным планам для радиорелейных линий, полоса частот
отводимая для одного ствола составляет, в диапазонах частот 2,4,5,6,8,11 ГГц,
28 или 40 МГц. С другой стороны через ствол с такой шириной полосы частот
необходимо передать сигнал, модулированный высокоскоростным цифровым
потоком с тактовой частотой 155,520 МГц (СТМ – 1) или же 51,84МГц (СТМ –
0).
3.1 Многопозиционная модуляция
Колебания модулированной несущей с частотой
s(t )
S (t )cos
t
0
(t ) ,
(3.1)
где S (t ), (t ) - определяют закон модуляции амплитуды и фазы несущей.
Сигнал М позиционной фазовой модуляции (М-ФМ) на интервале одного
символа
si (t ) S0 cos( 0t i ).
(3.2)
Соотношения для кратности модуляции М, дискретных значений фазы
сигнала i.
i
2 ai M ;
(3.3)
аi
{0,1,2,..., М 1};
(3.4)
М
2 к , к 1,2,3,...
(3.5)
Из (3.4) и (3.5) следует, что каждый М-ичный символ аi соответствует
набору из к
50
k
log 2 M
(3.6)
двоичных информационных элементов υ.
Длительность М-ичного символа
Tc
Tb log2 M ,
(3.7)
где Tb – длительность информационного бита входного цифрового потока.
При этом энергия символа
TC
s 2 (t )dt
EC
S02TC / 2.
(3.8)
0
А энергия модулирующего символа и входного бита связаны соотношением
EC
Eb log2 M .
(3.9)
Таким образом, из (3.3) – (3.8) следует, что при реализации М позиционной
модуляции необходимо входной поток двоичных информационных бит
преобразовать в к параллельных цифровых потоков двоичных символов.
Модулированный сигнал (3.1) можно представить в виде суммы синфазной
Р и квадратурной Q составляющих
s (t )
S (t )cos (t ) cos
t
0
S (t )sin (t ) sin
t.
0
(3.10)
Выражения в квадратных скобках определяют амплитудную S(t) и фазовую
φ(t) модуляцию синфазной cos ωot и квадратурной sin ωot несущих.
При М > 4 для получения фазовой или амплитудно-фазовой модуляции
(квадратурной амплитудной модуляции) цифровые двоичные потоки символов
перед подачей на модуляторы синфазной и квадратурной составляющих
несущей обрабатывают в цифроаналоговых преобразователях, где получают
многоуровневые сигналы.
Для осуществления двухпозиционной М = 2 фазовой модуляции
используется однополярный двоичный сигнал, который обеспечивает два
различных состояния М = 21 = 2, и при этом длительность символа равна
длительности бита ТС = Тb . Ширина спектра модулированного сигнала, при
51
учете в модулирующем сигнале только составляющей его спектра до тактовой
частоты (рисунок 2.10 ), будет равна рисунок 3.1
П2
2 FT .
ОФМ
(3.11)
d
V=1
1800
00
а
G(f)
fПЧ-FТ
fПЧ
fПЧ+FТ
f
б
Рисунок 3.1 Двухпозиционная ФМ, фазовоамплитудная
плоскость а и спектр сигнала б.
Из (3.11) следует, что полоса частот, занимаемая модулированным сигналом
при передаче СТМ-1, составит 301,04МГц, т.е. он не может быть размещен в
стандартной полосе ствола.
Для осуществления четырехпозиционной М = 4 фазовой модуляции
входной цифровой поток разбивается на два параллельных цифровых потока,
которые обеспечивают четыре различных состояния М = 22 = 4, а длительность
модулирующего символа в два раза превышает длительность бита Т С = 2ТБ.
При этом тактовая частота модулирующего сигнала уменьшается в два раза,
следовательно, и полоса модулированного сигнала уменьшится в два раза по
сравнению с полосой занимаемой таким сигналом при двухпозиционной
модуляции (3.11) рисунок 3.2
52
П4
ОФМ
2 FT
.
2
(3.12)
Необходимо заметить, что при М > 2 для модуляции используется синфазная
Р и квадратурная Q составляющие модулируемого сигнала.
Из (3.12) следует, что и при М = 4 модулированный сигнал при передаче
СТМ-1 занимает полосу 155,520МГц и также не может быть размещен в полосе
стандартного ствола. Поэтому для уменьшения полосы занимаемой
модулированным сигналом приходится увеличивать кратность модуляции М.
Для осуществления восьмипозиционной М = 8 фазовой модуляции входной
цифровой поток разделяется на три параллельных цифровых потока, которые
обеспечивают восемь различных состояний М = 23 = 8, а ТС = 3ТБ.
Q
ТS
10
ТБ
00
d
ТS
P
а
11
01
б
G(f)
fПЧ-FТ/2
fПЧ
fПЧ+FТ/2
в
f
Рисунок 3.2 4 ФМ, формирование символов а, фазовоамплитудная плоскость б и спектр сигнала в.
При этом тактовая частота модулирующего сигнала уменьшается в три раза,
по сравнению с тактовой частотой входного сигнала. Следовательно, и полоса
частот модулированного сигнала уменьшится в три раза по сравнению с
53
полосой занимаемой таким сигналом при двухпозиционной модуляции (3.9)
рисунок 3.3
П8
ОФМ
2 FT
.
3
(3.13)
Порядок преобразований трех цифровых потоков в многоуровневый сигнал
при 8 - ФМ приведен в таблице 3.1
Преобразования сигналов при 8-ФМ
№
сигн Цифр. потоки
P
ала
0
000
-0,383
1
001
-0,924
2
011
0,924
3
010
0,383
Таблица 3.1
Q
0,924
0,383
0,383
0,924
№
сигн
ала
4
5
6
7
Цифр.
потоки
P
Q
110
111
101
100
0,383
0,924
-0,924
-0,383
-0,924
-0,383
-0,383
-0,924
Q
000
010
001
011
P
101
111
100
110
Рисунок 3.3 Расположение точек
амплитудной плоскости при 8-ФМ
на
фазово-
Помимо многопозиционной фазовой модуляции в цифровых системах
передачи используется многопозиционная амплитудно-фазовая модуляция (МАФМ) или квадратурная амплитудная модуляция (М–КАМ).
54
Например, шестнадцати позиционная КАМ (также как и 16ФМ) получается
путем преобразования входного цифрового потока бит в четыре цифровых
двоичных потока символов. Но при
16 КАМ осуществляется более
рациональное использование фазово-амплитудной плоскости, так как при 16
ФМ все сигнальные точки расположены на окружности рисунок 3.4, а при 16
КАМ точки равномерно располагаются на всей амплитудно-фазовой плоскости.
Для обеспечения равномерного распределения сигнальных точек на фазовоамплитудной плоскости четыре двоичных цифровых потока символов в
устройстве размещения многоуровневого кодера разбиваются путем операции
размещения на два потока Р1, Р2 , которые используются для модуляции
синфазной составляющей, и на два потока Q1,Q2 которые используются для
модуляции квадратурной составляющей рисунок 3.5а. В цифроаналоговых
преобразователях каждые два потока символов преобразуются в четырех
уровневые сигналы таблица 3.2.
Преобразование потоков символов в АЦП при 16-КАМ.
Таблица 3.2
№
Входные сигналы в каналах
Выходной сигнал АЦП
P (Q)
P1 (Q1)
P2 (Q2)
1
0
0
+3L
2
0
1
+1L
3
1
0
–1L
4
1
1
–3L
В результате модуляции каждой из квадратурных составляющих
четырехуровневыми сигналами получается 16 КАМ, сигнальные точки которой
представлены на рисунке 3.5б.
Если сравнить минимальное расстояние между сигнальными точками d для
16-ФМ и 16 КАМ то окажется, что при 16 КАМ это расстояние существенно
больше, что и обеспечивает этому виду модуляции более высокую
помехоустойчивость.
Именно благодаря более высокой помехоустойчивости многопозиционная
квадратурная амплитудная модуляция с позиционностью 16,32,64,128 нашла
применение для передачи высокоскоростных цифровых потоков в системах
радиосвязи.
Для получения 64-КАМ входной цифровой двоичный поток бит преобразует
в шесть М=26=64 параллельных цифровых двоичных потоков символов с ТС =
6ТБ рисунок 3.6а.
Для обеспечения равномерного распределения сигнальных точек на фазовоамплитудной плоскости и рационального использования избыточных бит,
введенных для
предкоррекции ошибок, в устройстве размещения
многоуровневого кодера шесть цифровых потоков символов преобразуются в
три потока Р1Р2Р3, которые после ЦАП используются для амплитудно-фазовой
модуляции синфазной составляющей модулируемого сигнала и три потока
55
Q1Q2Q3, которые после ЦАП используются для амплитудно-фазовой
модуляции квадратурной составляющей модулируемого сигнала рисунок 3.6а.
ТS
Посл
Тб
Парал
d1
d2
d3
d4
ТS
P1
P2
Q1
Размещение
Q2
а
Q
9
13
14
-3L
15
16
+3L
10 +1L
-1L
11
5
1
6
2
+1L
-1L
7
-3L
12
8
+3L
P
3
4
б
Рисунок 3.5 Преобразование потока бит в потоки
символов а и расположение точек на фазовоамплитудной плоскости б при 16-КАМ.
Так как три цифровых потока Р1Р2Р3 и Q1Q2Q3 на выходе
цифроаналоговых преобразователей образуют восьмиуровневые сигналы
таблица 3.3 с уровнями ±1,±3,±5,±7, то в результате амплитудно-фазовой
56
модуляции квадратурных составляющих несущей частоты
модулятора получится 64 позиционная КАМ рисунок 3.6б.
на
выходе
Преобразование потоков символов в АЦП при 64-КАМ.
Таблица 3.3
№
Входные сигналы в каналах
Выходной сигнал АЦП
P (Q)
P1 (Q1)
P2 (Q2)
P3 (Q3)
1
0
0
0
+3L
2
0
0
1
+3L
3
0
1
0
+3L
4
0
1
1
+3L
5
1
0
0
–3L
6
1
0
1
–3L
7
1
1
0
–3L
8
1
1
1
–3L
Из рисунков 3.5 и 3.6 следует, что каждой сигнальной точке на фазовоамплитудной плоскости на выходе модулятора соответствует одно значение
амплитуды синфазной и одно значение амплитуды квадратурной составляющих
несущей частоты. А из таблицы 3.2 следует, что каждому значению амплитуды
по синфазной и квадратурной составляющим соответствует одна из четырех
комбинаций двух цифровых потоков Р1Р2 и Q1Q2 для 16 КАМ. Для 64 КАМ из
таблицы 3.3 каждому значению амплитуды по синфазной и квадратурной
составляющим соответствует одна из восьми комбинаций трех цифровых
потоков символов Р1Р2 Р3 и Q1 Q2 Q3.
Из приведенных выше рассуждений следует, что в устройстве размещения
многоуровневого кодера осуществляется размещение к цифровых потоков
символов (3.5) на фазово-амплитудной плоскости многопозиционного сигнала
на выходе модулятора.
Цифровые потоки символов в многоуровневом кодере для 64 КАМ таблица
2.3 имеют различное количество избыточных бит. В первом потоке избыточное
кодирование со скоростью R=3/4 обеспечивает на приемной стороне
обнаружение и исправление ошибок.
Во втором потоке избыточное кодирование со скоростью R=11/12
обеспечивает на приемной стороне обнаружение ошибки в блоке из
одиннадцати информационных бит. Остальные четыре из шести цифровых
потоков символов не имеют избыточных бит, т.е. ошибки в них даже не
контролируются. Таким образом, обеспечивается минимальная избыточность
при кодировании цифровых сигналов.
57
ТS
d1
Посл
ТБ
P1
d2
P2
d3
P3
Размещение
d4
Q1
d5
Парал
Q2
d6
Q3
а
Q
57
49
41
33 7L
58
50
42
34
59
51
43
35
60
52
44
36
5L
25
17
9
1
26
18
10
2
27
19
11
3
28
20
12
4
+7L
5
3L
-7L
-5L
-3L
1L
-1L +1L
61
53
45
37
62
54
46
38
-1L
+3L
29
21
+5L
13
30
22
14
6
31
23
15
7
32
24
16
8
P
-3L
63
55
47
39
-5L
64
56
48
40
-7L
б
Рисунок 3.6 Преобразование потока бит в потоки символов а и
расположение точек на фазово-амплитудной плоскости б при
64-КАМ.
Теперь стоит задача так разместить эти шесть цифровых потоков символов,
чтобы с наибольшей вероятностью исправлять ошибки символов в этих потоках
на приемной стороне, т.е. в данном случае в аппаратуре используется принцип
58
кодирования с учетом структуры модулированного сигнала, т.е. реализуется
«кодем» (кодер совместно с модулятором).
Необходимо так разместить первый цифровой поток символов, чтобы он
определял при модуляции соседние точки на созвездии. Объясняется это тем,
что при прохождении через радиотракт из-за действия шумов, помех и
искажений сигнала будет изменяться его амплитуда и фаза, те изменяться
местоположение переданной сигнальной точки. Амплитуда принятого сигнала
равна длине вектора проведенного из начала координат к данной сигнальной
точке, а фаза - равна углу между этим вектором и линией, соответствующей
синфазной составляющей при нуле градусов рисунок 3.7.
Q
7L
5L
25
17
9
1
26
18
10
2
d
3L
27
1L
19
11
3
20
12
4
U
28
+1L
+3L
+5L
+7L
P
Рисунок 3.7 Область принятия безошибочных решений при 64-КАМ.
Область принятия безошибочных решений при приеме данной точки
показана заштрихованным квадратом на рисунке 3.7, причем сторона этого
квадрата равна наименьшему расстоянию между сигнальными точками d. Если
же под действием шумов, помех и искажений сигнала сигнальная точка выйдет
за пределы порога принятия решения, то она будет зафиксирована на приемной
стороне ошибочно и наиболее вероятными точками, которые при этом будут
зафиксированы - ближайшие к данной сигнальные точки, отстоящие от нее на
расстояние d. В данном случае это точки 11,18,20 и 27.
Поскольку ошибки такого рода будут наиболее вероятными их необходимо
на приемной стороне обнаруживать и исправлять, поэтому соседние
сигнальные точки на фазоамплитудной плоскости и должны формироваться
первым цифровым потоком символов, так как заложенная в нем избыточность
позволяет обнаруживать и исправлять ошибки.
Следующими по вероятности ошибочного приема рассматриваемой
сигнальной точки, являются точки расположенные по диагонали 10,12,26,28 и
они должны формироваться вторым цифровым потоком, так как заложенная в
нем избыточность позволяет обнаруживать ошибки.
59
Третий, четвертый, пятый и шестой цифровые потоки символов формируют
сигнальные точки по мере увеличения их расстояния от рассматриваемой
точки.
Описанная выше процедура получила название прореживание сигнальных
точек на фазово-амплитудной плоскости и изображена на рисунке 3.8. После
проведения прореживания каждой сигнальной точке на фазово-амплитудной
плоскости ставится в соответствии одно из 64 состояний шести цифровых
потоков символов в многоуровневом кодере.
Как следует из рисунка 3.6, каждой сигнальной точке на фазовоамплитудной плоскости соответствует одно из восьми значений амплитуды
синфазной и квадратурной составляющих модулированного сигнала. А
каждому из восьми значений амплитуд соответствует одна из восьми
комбинаций трех цифровых потоков символов используемых для модуляции по
амплитуде синфазной и квадратурной составляющих модулируемого сигнала
таблица 3.3.
Используя рисунки 3.6,3.7 и 3.8 и таблицу 3.3 можно составить таблицу
соответствия шести цифровых потоков символов d6 d5 d4 d3 d2 d1 и шести
цифровых потока Р1 Р2 Р3 Q1 Q2 Q3 для каждой из 64 сигнальных точек
модулированного сигнала на фазово-амплитудной плоскости. Полученная
таким образом кодовая таблица для 64 КАМ представлена в таблице 3.4.
Соотношения между входными и выходными данными при 64-КАМ
Таблица 3.4
Входные
данные
(перед Выходные
данные
(после
размещением)
размещения)
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
d6
d5
d4
d3
d2
d1
P1
P2
P3
Q1
Q2 Q3
0
0
0
0
0
0
1
0
0
1
0
0
0
0
0
0
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
0
0
1
0
0
1
1
0
1
1
0
0
0
0
1
1
0
1
1
1
0
0
0
0
0
1
0
0
1
0
0
0
1
0
0
0
0
1
0
1
1
0
0
1
0
1
0
0
0
1
1
0
0
1
1
1
0
1
0
0
0
1
1
1
0
1
1
0
1
0
0
0
1
0
0
0
0
1
0
1
0
0
0
0
1
0
0
1
0
1
0
0
1
1
0
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
1
0
0
1
0
1
1
1
0
1
1
0
0
0
0
1
1
0
0
0
1
0
0
1
0
0
0
1
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
0
1
1
1
0
1
0
1
1
0
1
0
0
1
1
1
1
1
0
1
0
1
0
0
1
0
0
0
0
1
0
0
0
0
0
60
1
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
2
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
3
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
1
1
1
1
1
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
1
1
1
1
1
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
4
0
0
0
1
1
1
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
1
0
1
1
1
1
0
0
Продолжение таблицы 3.4
5
6
7
8
0
1
1
0
1
0
0
1
1
1
0
1
0
0
1
0
0
1
1
0
1
0
0
1
1
1
0
1
0
0
0
1
0
1
0
1
1
0
1
0
1
1
1
0
0
0
0
1
0
1
0
1
1
0
1
0
1
1
1
0
0
0
0
0
0
1
0
0
1
0
1
1
1
1
1
1
0
0
0
0
0
1
0
0
1
0
1
1
1
1
1
1
0
0
1
1
0
1
1
1
1
0
0
0
1
1
0
0
0
0
1
1
0
1
1
1
1
0
0
0
1
1
1
0
0
0
0
0
0
1
0
0
1
0
1
1
1
1
1
1
0
0
0
0
0
1
0
0
1
0
1
1
1
0
1
1
0
0
1
1
0
1
1
1
61
9
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
10
1
1
0
1
0
0
1
0
1
1
0
1
0
0
1
0
0
0
1
0
1
1
0
1
0
0
1
0
1
1
0
0
1
1
0
1
0
0
1
0
1
11
1
1
0
1
0
0
1
0
1
1
0
1
0
0
1
1
1
1
0
1
0
0
1
0
1
1
0
1
0
0
1
0
1
1
0
1
0
0
1
0
1
12
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
1
1
1
1
1
1
2
1
1
1
1
1
1
3
1
1
1
1
1
1
4
0
0
1
1
1
1
Продолжение таблицы 3.4
5
6
7
8
1
1
0
0
1
1
0
0
0
0
1
1
0
1
1
1
1
0
0
0
1
1
0
0
9
1
1
0
0
1
1
10
1
0
1
0
0
1
11
1
0
1
0
0
1
12
1
0
0
1
1
0
Именно эта таблица реализована в устройстве размещения многоуровневого
кодера. Последовательность преобразований исходного цифрового потока в
шесть цифровых потоков символов d6 d5 d4 d3 d2 d1 и по три цифровых потока
Р1 Р2 Р3 для синфазного и Q1Q2Q3 для квадратурного каналов в соответствии
с рисунком 3.6 и таблицей 3.4 приведены на рисунке 3.9.
По аналогии с 64 КАМ можно произвести прореживание сигнальных точек
фазово-амплитудной плоскости рисунок 3.10 и составить таблицу соответствия
для 16 КАМ четырех цифровых потоков символов d4 d3 d2 d1 и четырех
цифровых потоков Р1Р2Q1Q2 для каждой из 16 сигнальных точек
модулированного сигнала на фазово-амплитудной плоскости. Полученная
кодовая таблица для 16 КАМ приведена в таблице 3.5.
Кодовая таблица, реализуемая при размещении для 16-КАМ Таблица 3.5
№
Входные данные (перед
Выходные данные (после
точки
размещением)
размещения)
d4
d3
d2
d1
P1
P2
Q1
Q2
1
1
0
0
1
0
0
0
0
2
1
1
1
0
0
0
0
1
3
0
1
0
1
0
0
1
0
4
0
0
1
0
0
0
1
1
5
1
1
0
0
0
1
0
0
6
1
0
1
1
0
1
0
1
7
0
0
0
0
0
1
1
0
8
0
1
1
1
0
1
1
1
9
1
1
0
1
1
0
0
0
10
1
0
1
0
1
0
0
1
11
0
0
0
1
1
0
1
0
12
0
1
1
0
1
0
1
1
13
1
0
0
0
1
1
0
0
14
1
1
1
1
1
1
0
1
15
0
1
0
0
1
1
1
0
16
0
0
1
1
1
1
1
1
62
d1
0
0
1
0
1
Рисунок 3.8 Прореживание сигнальных точек при 64 КАМ
63
1
d2
ТБ
Вх
t
d6
t
ТS
d5
t
d4
t
d3
t
d2
t
d1
t
P1
t
P2
t
P3
t
Q1
t
Q2
t
Q3
t
Рисунок 3.9 Временные диаграммы напряжений потоков
d6d5d4d3d2d1 и P1P2P3 Q1Q2Q3.
64
d1
0
1
1
0
d2
1
0
d3
0
1
0
1
1
0
0
1
d4
0
13
0000
1
7
0
15
1
5
0
10
1
4
0
1
0
12
2
14
1
8
0
1
0
1
0
1
16
6
9
3
11
1
1000 0100 1100 0010 1010 0110 1110 0001 1001 0101 1101 0011 1011 0111
1111
Рисунок 3.10 Прореживание сигнальных точек на фазово-амплитудной
плоскости при 16-КАМ.
3.2. Особенности формирования сигнальных точек модулированного
сигнала на фазово-амплитудной плоскости для 32 и 128 КАМ.
Особенности эти связаны с тем, что при получении этих позиционностей
квадратурной амплитудной модуляции входной цифровой поток бит
преобразуется в 5 при 32 КАМ и 7 при 128 КАМ параллельных цифровых
потоков символов. Т.е. в отличие от 16 и 64 КАМ количество цифровых
потоков символов получается нечетным, что и определяет отличие
расположения сигнальных точек модулированного сигнала на фазовоамплитудной плоскости.
Так при 32-КАМ для формирования симметричного относительного
квадратурных осей ансамбля сигнальных точек модулированного сигнала на
фазово-амплитудной плоскости необходимо сформировать шестиуровневые
сигналы ±1, ±3, ±5 для модуляции синфазной и квадратурной составляющих
модулированного сигнала.
65
Но при этом общее число сигнальных точек, которое образуют два
шестиуровневых сигнала на синфазной и квадратурной осях фазовоамплитудной плоскости модулируемого сигнала равно 36.
Для реализации тридцати двухпозиционной КАМ при формировании
цифровых потоков для каналов Р и Q в многоуровневом кодере должно быть
исключено формирование четырех сигнальных точек модулируемого сигнала
на фазово-амплитудной плоскости. При этом ансамбль рассматриваемых
сигнальных точек при 32 КАМ будет иметь вид представленный на рисунке
3.11.
ТS
ТБ
Посл
d1
P1
d2
P2
d3
P3
Размещение
d4
Q1
d5
Парал
Q2
Q3
а
Q
5L
23
17
29
24
18
30
25
19
-5L
31
-3L
26
32
27
21
28
11
5
3L
1L
12
6
1
13
7
2
1L
-1L
20 -1L 14
3L
5L
8
3
15
9
4
22 -5L 16
10
-3L
P
б
Рисунок 3.11 Преобразование потока бит в потоки символов а и
расположение точек на фазово-амплитудной плоскости б при 32КАМ.
66
По своей структуре квадратурный амплитудный модулятор, который будет
рассмотрен ниже, требует на своем входе одинакового числа цифровых потоков
символов, используемых в цифроаналоговых преобразователях для получения
шестиуровневых модулирующих сигналов. Поэтому на выходе устройства
размещения многоуровневого кодера 32 КАМ формируются три потока Р1Р2Р3
для модуляции в синфазном и три потока Q1Q2Q3 для модуляции в
квадратурном каналах модулируемого сигнала рисунок 3.11а.
Алгоритм преобразования трех цифровых потоков символов в
шестиуровневые сигналы в цифроаналоговом преобразователе для синфазного
Р1Р2Р3 и квадратурного Q1Q2Q3 каналов модулируемого сигнала приведен в
таблице 3.6.
№
1
2
3
4
5
6
Преобразования в ЦАП при 32-КАМ
Входные цифровые потоки
P1 (Q1)
P2 (Q2)
P3 (Q3)
0
0
1
0
1
0
0
1
1
1
0
0
1
0
1
1
1
0
Таблица 3.6
Выход ЦАП
+5L
+3L
+1L
-1L
-3L
-5L
В устройстве размещения многоуровневого кодера осуществляется
размещение пяти цифровых потоков символов (рисунок 3.11) на фазовоамплитудной плоскости многопозиционного сигнала на выходе модулятора.
Используя данные таблицы 3.6 и ансамбль сигналов рисунок 3.11а методом
прореживания можно получить таблицу соответствия для 32 КАМ пяти
цифровых потоков символов d5d4d3d2d1 и шести цифровых потоков Р1Р2Р3
Q1Q2Q3 для каждой из 32 сигнальных точек модулированного сигнала на
фазово-амплитудной плоскости. Полученная таким образом кодовая таблица
реализуемая в устройстве размещения многоуровневого кодера, приведена в
таблице 3.7.
Кодовая таблица, реализуемая при размещении для 32-КАМ Таблица 3.7
№
Входные
данные
(перед Выходные
данные
(после
точк размещением)
размещения)
и
d5
d4
d3
d2
d1
P1
P2
P3
Q1
Q2
Q3
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
1
1
1
1
0
1
0
0
1
0
1
0
2
1
1
1
1
0
0
0
1
0
1
1
3
1
1
0
0
1
0
0
1
1
0
0
4
1
1
0
1
0
0
0
1
1
0
1
5
1
1
1
1
1
0
1
0
0
0
1
6
1
1
1
0
0
0
1
0
0
1
0
67
1
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
2
1
1
1
1
1
1
1
1
0
0
1
1
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
3
1
1
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
1
1
1
0
4
0
0
1
1
1
0
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
Продолжение таблицы 3.7
5
6
7
8
1
1
0
1
0
0
0
1
1
1
0
1
0
0
0
1
1
0
0
1
0
1
0
1
1
0
0
1
0
1
0
1
1
0
0
1
0
1
0
1
1
1
1
0
0
0
1
0
1
1
1
0
0
0
1
0
1
1
1
0
0
0
1
0
1
0
1
0
0
1
1
0
1
0
1
0
0
1
1
0
1
0
1
0
0
1
1
0
0
0
1
1
1
1
1
1
0
0
1
1
1
1
1
1
9
0
0
0
0
1
1
1
1
1
1
0
0
0
0
0
0
1
1
1
1
1
1
0
0
0
0
10
0
1
1
1
0
0
0
1
1
1
0
0
0
1
1
1
0
0
0
1
0
1
0
0
1
1
11
1
0
0
1
0
1
1
0
0
1
0
1
1
0
0
1
0
1
1
0
1
1
1
1
0
0
12
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
0
1
0
1
Как следует из рисунка 3.11а каждой сигнальной точке на фазовоамплитудной плоскости соответствует одно из шести значений амплитуды по
синфазной и квадратурной составляющим модулируемого сигнала. А каждому
из шести значений амплитуд соответствует одна из шести разрешенных в
многоуровневом кодере комбинаций трех цифровых потоков символов таблица
3.7. Вообще шесть потоков Р1Р2Р3Q1Q2Q3 имеют 64 различных состояния, но
в многоуровневом кодере формируются из пяти цифровых потоков символов
d5d4d3d2d1только 32 разрешенных состояния.
При 128 КАМ входной цифровой поток бит преобразуется в семь цифровых
потоков символов d7d6d5d4d3d2d1. Для формирования симметричного
относительно квадратурных осей ансамбля сигнальных точек модулированного
сигнала на фазово-амплитудной плоскости необходимо сформировать
двенадцати уровневые сигналы ±1, ±3, ±5, ±7, ±9, ±11 для модуляции
синфазной и квадратурной составляющих модулируемого сигнала. При этом
общее число сигнальных точек, которое образуют два двенадцати уровневых
68
сигнала на синфазной и квадратурной осях фазово-амплитудной плоскости
модулируемого сигнала равно 144.
Для формирования ста двадцати восьми позиционной КАМ при
формировании цифровых потоков для каналов Р и Q в многоуровневом кодере
должно быть исключено формирование шестнадцати сигнальных точек
модулированного сигнала на фазово-амплитудной плоскости. При этом
ансамбль рассматриваемых сигнальных точек при 128 КАМ будет иметь вид
представленный на рисунке 3.12.
Рисунок 3.12 Расположение сигнальных точек на
фазово-амплитудной плоскости при 128 КАМ.
Для обеспечения работы квадратурного амплитудного модулятора на
выходе устройства размещения многоуровневого кодера при 128 КАМ
формируются четыре потока Р1Р2Р3Р4 для модуляции в синфазном и четыре
потока Q1Q2Q3Q4 для модуляции в квадратурном каналах.
Алгоритм преобразования четырех цифровых потоков символов в
двенадцати уровневый сигнал в цифроаналоговом преобразователе для
синфазного Р1Р2Р3Р4 квадратурного Q1Q2Q3Q4 каналов модулируемого
сигнала приведен в таблице 3.8.
69
Преобразования в ЦАП при 128-КАМ
№
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
Таблица 3.8
Входные цифровые потоки
P1 (Q1)
P2 (Q2)
P3 (Q3)
P4 (Q4)
0
0
1
0
0
0
1
1
0
1
0
0
0
1
0
1
0
1
1
0
0
1
1
1
1
0
0
0
1
0
0
1
1
0
1
0
1
0
1
1
1
1
0
0
1
1
0
1
Выход ЦАП
+11L
+9L
+7L
+5L
+3L
+1L
-1L
-3L
-5L
-7L
-9L
-11L
Как следует из рисунка 3.12 каждой сигнальной точке на фазоамплитудной
плоскости соответствует одно из двенадцати значений амплитуды по
синфазной и квадратурной составляющим модулируемого сигнала. А каждому
из двенадцати значений амплитуд соответствует одна из двенадцати
разрешенных в многоуровневом кодере комбинаций четырех цифровых
потоков символов таблица 3.8. Вообще восемь потоков Р1Р2Р3Р4Q1Q2Q3Q4
образуют 256 разных состояний, но в многоуровневом кодере формируются из
семи входных цифровых потоков символов d7d6d5d4d3d2d1 только 128
разрешенных состояний.
В устройстве размещения многоуровневого кодера осуществляется
размещение семи цифровых потоков символов (3.4) на фазоамплитудной
плоскости многопозиционного сигнала на выходе модулятора. Используя
данные таблицы 3.8 и ансамбль сигналов для 128 КАМ рисунок 3.12 методом
прореживания, подробно изложенным при анализе 64 КАМ рисунок 3.8, можно
получить таблицу соответствия для 128 КАМ. Семь входных цифровых
потоков символов d7d6d5d4d3d2d1 преобразуются в восемь цифровых потоков
Р1Р2Р3Р4Q1Q2Q3Q4 для каждой из 128 сигнальных точек модулированного
сигнала на фазоамплитудной плоскости. Полученная таким образом кодовая
таблица реализуемая в устройстве размещения многоуровневого кодера,
приведена в таблице 3.9.
Кодовая таблица, реализуемая при размещении для 128-КАМ Таблица 3.9
Выходные цифровые потоки
Номер
Входные
Сигналы на
точки
цифровые
выходе ЦАП
потоки
Q1Q2Q3Q4
d7d6d5d4d3d2d1
P
Q
P1P2P3P4
1
2
3
4
5
6
1
1101101
11L 7L
0010
0100
70
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
2
1101010
1110001
1010110
1011101
1011010
1000001
1000110
1100000
1100111
1000100
1011011
1010000
1010111
1110100
1101011
1000101
1000010
0101001
0101110
1010101
1010010
1001100
1011110
1100101
1100010
1101001
1101110
1001000
1001111
0111100
0100011
1011000
1011111
0001001
1010011
1101000
1101111
1111100
1100011
1010001
0010110
Продолжение таблицы 3.9
3
4
5
11L
5L
0010
11L
3L
0010
11L
1L
0010
11L
-1L
0010
11L
-3L
0010
11L
-5L
0010
11L
-7L
0010
9L
7L
0011
9L
5L
0011
9L
3L
0011
9L
1L
0011
9L
-1L
0011
9L
-3L
0011
9L
-5L
0011
9L
-7L
0011
7L
11L
0100
7L
9L
0100
7L
7L
0100
7L
5L
0100
7L
3L
0100
7L
1L
0100
7L
-1L
0100
7L
-3L
0100
7L
-5L
0100
7L
-7L
0100
7L
-9L
0100
7L
-11L
0100
5L
11L
0101
5L
9L
0101
5L
7L
0101
5L
5L
0101
5L
3L
0101
5L
1L
0101
5L
-1L
0101
5L
-3L
0101
5L
-5L
0101
5L
-7L
0101
5L
-9L
0101
5L
-11L
0101
3L
11L
0110
3L
9L
0110
71
6
0101
0110
0111
1000
1001
1010
1011
0100
0101
0110
0111
1000
1001
1010
1011
0010
0011
0000
0001
0110
0111
1000
1001
1010
1011
1100
1101
0010
0011
0000
0001
0110
0111
1000
1001
1010
1011
1100
1101
0010
0011
1
43
44
45
46
47
48
49
50
51
52
53
54
55
56
57
58
59
60
61
62
63
64
65
66
67
68
69
70
71
72
73
74
75
76
77
78
79
80
81
82
83
2
0011101
0011010
1100001
1100110
1001101
1001010
0110001
1110110
1111101
1111010
0000100
0011011
0010000
0010111
0110100
0101011
1000000
1000111
1100100
1111011
1110000
1110111
0010101
0010010
0001100
0011110
0100101
0100010
1011100
1001110
1110101
1110010
1101100
1111110
0011000
0011111
0101001
0010011
0101000
0101111
1001001
Продолжение таблицы 3.9
3
4
5
3L
7L
0110
3L
5L
0110
3L
3L
0110
3L
1L
0110
3L
-1L
0110
3L
-3L
0110
3L
-5L
0110
3L
-7L
0110
3L
-9L
0110
3L
-11L
0110
1L
11L
0111
1L
9L
0111
1L
7L
0111
1L
5L
0111
1L
3L
0111
1L
1L
0111
1L
-1L
0111
1L
-3L
0111
1L
-5L
0111
1L
-7L
0111
1L
-9L
0111
1L
-11L
0111
-1L
11L
1000
-1L
9L
1000
-1L
7L
1000
-1L
5L
1000
-1L
3L
1000
-1L
1L
1000
-1L
-1L
1000
-1L
-3L
1000
-1L
-5L
1000
-1L
-7L
1000
-1L
-9L
1000
-1L
-11L
1000
-3L
11L
1001
-3L
9L
1001
-3L
7L
1001
-3L
5L
1001
-3L
3L
1001
-3L
1L
1001
-3L
-1L
1001
72
6
0000
0001
0110
0111
1000
1001
1010
1011
1100
1101
0010
0011
0000
0001
0110
0111
1000
1001
1010
1011
1100
1101
0010
0011
0100
0101
0110
0111
1000
1001
1010
1011
1100
1101
0010
0011
0100
0101
0110
0111
1000
1
84
85
86
87
88
89
90
91
92
93
94
95
96
97
98
99
100
101
102
103
104
105
106
107
108
109
110
111
112
113
114
115
116
117
118
119
120
121
122
123
124
2
1000011
1111000
1111111
1111001
1110011
0000001
0000110
0001101
0001010
0010001
0110110
0111101
0111010
0100001
0100110
0101101
0101010
0010100
0001011
0000000
0001101
0100100
0111011
0110000
0110111
1010100
1001011
0100000
0100111
0011100
0001110
0110101
0110010
0101100
0111110
0000101
0000010
0101001
0000011
0111000
0111111
Продолжение таблицы 3.9
3
4
5
-3L
-3L
1001
-3L
-5L
1001
-3L
-7L
1001
-3L
-9L
1001
-3L
-11L
1001
-5L
11L
1010
-5L
9L
1010
-5L
7L
1010
-5L
5L
1010
-5L
3L
1010
-5L
1L
1010
-5L
-1L
1010
-5L
-3L
1010
-5L
-5L
1010
-5L
-7L
1010
-5L
-9L
1010
-5L
-11L
1010
-7L
11L
1011
-7L
9L
1011
-7L
7L
1011
-7L
5L
1011
-7L
3L
1011
-7L
1L
1011
-7L
-1L
1011
-7L
-3L
1011
-7L
-5L
1011
-7L
-7L
1011
-7L
-9L
1011
-7L
-11L
1011
-9L
7L
1100
-9L
5L
1100
-9L
3L
1100
-9L
1L
1100
-9L
-1L
1100
-9L
-3L
1100
-9L
-5L
1100
-9L
-7L
1100
-11L
7L
1101
-11L
5L
1101
-11L
3L
1101
-11L
1L
1101
73
6
1001
1010
1011
1100
1101
0010
0010
0100
0101
0110
0111
1000
1001
1010
1011
1100
1101
0010
0011
0100
0101
0110
0111
1000
1001
1010
1011
1100
1101
0100
0101
0110
0111
1000
1001
1010
1011
0100
0101
0110
0111
1
125
126
127
128
2
0011001
0110011
0001000
0001111
Продолжение таблицы 3.9
3
4
5
-11L
-1L
1101
-11L
-3L
1101
-11L
-5L
1101
-11L
-7L
1101
6
1000
1001
1010
1011
Используя приведенную выше методику получения кодовых таблиц, можно
по аналогии создать их и для 256 и 512 КАМ.
3.3 Структурная схема модулятора
Структурная схема модулятора для получения многопозиционной
квадратурной амплитудной модуляции приведена на рисунке 3.13.
ФНЧ
P1
P2
ЦАПP
PN
2-ФМP
0
АМP
180
ГПЧ
ПФ
/2
90
Q2
QN
270
2-ФМQ
Q1
МКАМ
АМQ
ЦАПQ
ФНЧ
Рисунок 3.13 Структурная схема
квадратурного амплитудного модулятора.
многопозиционного
На вход квадратурного амплитудного модулятора поступают по N цифровых
потоков символов для модуляции синфазного Р1Р2…РN и квадратурного
74
каналов.
Q1Q2…QN
Количество
N
цифровых
потоков
определяется
позиционностью модуляции и определено выше, при 16 КАМ – N=2, 32 КАМ –
N=3, 64 КАМ –N=3, 128 КАМ – N=4.
В цифроаналоговом преобразователе ЦАП каждого из Р и Q каналов N
входных цифровых потоков преобразуются в L уровневый сигнал. Алгоритмы
работы
цифроаналоговых
преобразователей
для
различной
кратности
модуляции приведены в таблице 3.2 для 16КАМ - L=4, в таблице 3.3 для
64КАМ – L=8, в таблице 3.6 для 32 КАМ – L=6, в таблице 3.8 для 128 КАМ –
L=12.
После
цифроаналогового
представленный
преобразователя
последовательностью
L
импульсов
уровневый
различной
сигнал,
амплитуды
рисунок 3.14, поступает на фильтр нижних частот ФНЧ, который ограничивает
спектр многоуровневого сигнала. Состояния цифровых потоков P1P2 и Q1Q2
для рисунка 3.14 получены из входного цифрового сигнала, представленного на
рисунке 3.9.
Любая последовательность импульсов имеет бесконечный спектр, поэтому
при ее передаче по каналу связи этот спектр ограничивают. Однако
ограничение спектра импульсной последовательности приводит к искажению
формы («затягиванию» фронтов) импульсов и в результате появляются
межсимвольные помехи, т.е. в момент принятия решения в регенераторе по
текущему
символу
присутствуют
помехи
(напряжения)
от
ряда
предшествующих и последующих символов.
Для отсутствия межсимвольных помех необходимо, чтобы отклик канала на
единичный импульс b(t0) рисунок 3.16 удовлетворял условию
X (t ) 1, при
X (t ) 0, при
T 2,
t
t
T 2.
(3.14)
где T – длительность тактового интервала модулирующего многоуровневого
сигнала.
75
P1
1
7
12
13
а
t
P2
б
t
Q1
в
t
Q2
г
t
P
3
д
-1
t
-3
Q
3
е
-1
t
-3
P
0
0
180
180
ж
t
Q
90
90
270
270
з
t
Рисунок 3.14-1 Диаграммы работы модулятора 16 КАМ.
76
P
3
1
и
t
-1
-3
Q
3
1
к
t
-1
-3
45
315
251,5
135
4,24
3,16
1,41
л
t
-1,41
-3,16
-4,24
Рисунок 3.14-2 Диаграммы работы модулятора 16 КАМ.
77
Этому условию удовлетворяют сигналы со спектром Найквиста. Наиболее
часто рассматривают спектры Найквиста с так называемым косинусным
скруглением, которое задают соотношениями
1, 0
S( )
<
cos2
T
4
0,
> (1
(1
)T ,
(1
T
)
,
(1
T
)
(1
T
)
,
(3.15)
) T,
где коэффициент
характеризует степень скругления спектра.
Форма отклика такого канала (3.15) на единичный импульс
h(t ) T
sin( t T ) cos( t T )
.
t
1 4 2t 2 T
(3.16)
На рисунке 3.15 приведены частные случаи спектра Найквиста для
различных значений (3.15).
К(F)
1
= 0.3
= 0.6
=0
=1
0.5
0
0.5·FT
0
FT
Рис. 3.15 Амплитудно-частотная характеристика ФНЧ типа
«приподнятый косинус» для различных значений
Форма отклика системы передачи на единичный импульс при =1 приведена
на рисунке рисунок 3.16а и б. Из (3.16) следует, что при t = k Т (к = 0,1,2,…)
выполняется условие (3.14). На рисунке 3.15 частота Найквиста
C
2 FC
2
1
, FC
2Т
78
1
2T
FT
2
(3.17)
где Т- длительность символа рисунок 3.14; FT – тактовая частота следования
символов.
U(t)
1
t
-T/2
0
+T/2
а
h(T)
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-4
-3
-2
-1
0
1
2
3
T
б
Рисунок 3.16 Единичный импульс а и отклик на него
системы передачи б.
Из (3.14 – 3.17) и рисунка 3.15 следует, что после фильтра нижних частот
полоса занимаемая многоуровневым модулирующим сигналом
П см
FT
(1
2
).
(3.18)
Минимальная возможная полоса многоуровневого сигнала получается при
= 0 (3.18), т.е. когда фильтр нижних частот представляет из себя идеальный
ФНЧ рисунок 3.15. При использовании скругленного спектра (3.15) полоса,
занимаемая многоуровневым сигналом (3.18) увеличивается с ростом
коэффициента скругления α, так при α = 1 полоса занимаемая сигналом
увеличивается в два раза по сравнению со случаем α = 0.
Известно, что искажения формы импульсов удобно наблюдать на так
называемой «глазковой» диаграмме рисунок 3.17, где приведены ее формы при
79
α=0,1; 0,3 для двухуровневого сигнала. Из рисунка видно, что с уменьшением α
раскрыв глазковой диаграммы уменьшается, т.е. помехоустойчивость приема
такого сигнала снижается, хотя эффективность использования спектра частот,
выделенного для радиорелейной связи, увеличивается.
1
2
T
Рисунок 3.17 Огибающие глазковых диаграмм для
двухуровневого сигнала 1– =0,1, 2– =0,3
1
2
Уровень 1
Порог 1
Уровень 2
Порог 2
Уровень 3
Порог 3
Уровень 4
T
Рисунок 3.18 Огибающие глазковых диаграмм
четырехуровневого сигнала (16-КАМ) 1– =0,1, 2– =0,3
для
Необходимо отметить, что количество «глаз» на «глазковой» диаграмме
определяется количеством уровней в многоуровневом сигнале, так при 16 КАМ
(четырехуровневый сигнал) «глазковая» диаграмма будет иметь три «глаза»
рисунок 3.18, при 64 КАМ (восьмиуровневый сигнал) – семь «глаз» и т.д.
80
После фильтров нижних частот многоуровневые сигналы поступают на
амплитудные модуляторы синфазного Р и квадратурного Q каналов
модулируемого сигнала. Из-за действия ФНЧ фронты импульсов в
многоуровневом сигнале получаются сглаженными рисунок 3.14 эпюры а и б.
Модулируемым сигналом является сигнал промежуточной частоты 70 или
140 МГц, которые является стандартными для радиорелейных линий.
Генератор вырабатывает сигнал промежуточной частоты и выдает их на
своих выходах с фазами 00 и 1800
для синфазного канала и через
0
0
фазовращатель на /2 с фазами 90 и 270 для квадратурного канала, рисунок
3.14.
Эти сигналы с двумя состояниями фазы каждый подаются на
двухпозиционные фазовые модуляторы синфазного 2-ФМР и квадратурного 2ФМQ каналов. Двухпозиционная фазовая модуляция рисунок 3.14 в синфазном
(эпюра ж) и квадратурном (эпюра з) каналах осуществляется первыми
цифровыми потоками Р1 в канале Р и Q1 в канале Q. Как следует из таблицы
3.3 (64 КАМ) смена символов 0 и 1 в потоке Р1 (Q1) приводит к смене знака в
многоуровневом сигнале. Следовательно, смена знака в синфазном и
квадратурном каналах в КАМ модуляторе передается скачком фазы 1800 на
выходе двухпозиционных фазовых модуляторов рисунок 3.14 эпюры Р1, Q1 ,
ж, з.
С выходов двухпозиционных фазовых модуляторов сигналы в каналах Р и Q
поступают на входы амплитудных модуляторов АМР и АМQ , на вторые входы
которых поступают восьмиуровневые сигналы с выходов цифроаналоговых
преобразователей соответствующих каналов через фильтры нижних частот
рисунок 3.14 эпюры а, б, ж, з. Необходимо отметить, что для обеспечения
синфазности
амплитудной и фазовой модуляции на входе фазовых
модуляторов осуществляется задержка на время обработки сигнала в ЦАП.
В результате амплитудной модуляции на выходе каждого амплитудного
модулятора получается амплитудно-фазовая модуляция рисунок 3.14 эпюры и,
к. Амплитудно-модулированный сигнал имеет два значения амплитуды 1,3, а
изменение знака амплитуды модулированного сигнала ±1,±3 передается
скачком фазы сигнала промежуточной частоты на 180 градусов.
После сложения двух квадратурных сигналов с амплитудно-фазовой
модуляцией получится сигнал 16 позиционной квадратурной амплитудной
модуляции. Полоса модулированного сигнала согласно (3.18) и рисунка 3.15
ПМ
КАМ
2 ПСМ
FТ (1
).
(3.19)
Необходимо отметить, что после амплитудно-фазового модулятора сигнал в
зависимости от состояния двух цифровых потоков в текущем символе Р1Р2
(Q1Q2) рисунок 3.14 эпюры Р1Р2, Q1Q2 будет иметь одно состояние
амплитуды по синфазной и одно по квадратурной оси рисунок 3.5б в
соответствии с алгоритмом работы ЦАП таблица 3.2. Для рассматриваемых
случаев это эпюра и в канале Р и эпюра к в канале Q рисунок 3.14. После
81
суммирования сигналов получились сигналы с амплитудами и фазами эпюра л
рисунок 3.14, что соответствует векторам, концы которых расположены в 1, 11,
12, 13 сигнальных точках на фазово-амплитудной плоскости модулированного
сигнала рисунок 3.5б.
После фильтрации помех, образующихся при осуществлении амплитудной и
фазовой модуляции в синфазном и квадратурном каналах, в полосовом фильтре
сигнал 64 КАМ промежуточной частоты поступает на вход передатчика.
Контрольные вопросы
1. Как определяется полоса модулированного сигнала при многопозиционной
модуляции
2. Поясните алгоритм работы АЦП и изобразите точки на фазово-амплитудной
плоскости при 4-ОФМ
3. Поясните алгоритм работы АЦП и изобразите точки на фазово-амплитудной
плоскости при 8-ОФМ
4. Поясните алгоритм работы АЦП и изобразите точки на фазово-амплитудной
плоскости при 16-КАМ
5. Поясните алгоритм работы АЦП и изобразите точки на фазово-амплитудной
плоскости при 32-КАМ
6. Поясните алгоритм работы АЦП и изобразите точки на фазово-амплитудной
плоскости при 64-КАМ
7. Поясните алгоритм работы АЦП и изобразите точки на фазово-амплитудной
плоскости при 128-КАМ
8. Поясните размещение цифровых потоков на фазово-амплитудной плоскости
при 16-КАМ
9. Поясните размещение цифровых потоков на фазово-амплитудной плоскости
при 32-КАМ
10. Поясните размещение цифровых потоков на фазово-амплитудной плоскости
при 64-КАМ
11. Поясните размещение цифровых потоков на фазово-амплитудной плоскости
при 128-КАМ
12.Поясните принцип работы многопозиционного КАМ модулятора
13.Поясните назначение фильтра Найквиста в КАМ модуляторе
82
Список литературы
1. Беллами Дж. Цифровая телефония: Пер. с англ. – М.: Радио и связь, 1986. –
544 с.
2. Системы радиосвязи: Учебник для вузов / Н.И. Калашников, Э.И.
Крупицкий, И.Л. Дороднов, В.И. Носов; Под ред. Н.И. Калашникова. М.:
Радио и связь, 1988. – 352 с.
3. Справочник по радиорелейной связи. Под ред. С.В. Бородича. – М.: Радио и
связь, 1981. – 416 с.
4. Носов В.И. Основы построения радиорелейных линий синхронной цифровой
иерархии. Учебное пособие. УМО по специальности связь. – Новосибирск.:
СибГУТИ, 1999. – 98 с.
5. SDH Digital Microwave Radio System. System Handbook, vol. 1,2. – NEC,
Japan. 1995.
6. SDH Digital Microwave Radio System. Instruction Manual, vol. 1,2,3,4,5. – NEC,
Japan. 1995.
83
4 АДАПТИВНЫЙ ЧАСТОТНЫЙ ЭКВАЛАЙЗЕР
С выхода приемника сигнал промежуточной частоты с 64 КАМ поступает
на вход адаптивного частотного эквалайзера.
Адаптивный частотной эквалайзер предназначен для выравнивания амплитудно-частотной характеристики тракта передачи, которая искажается в
результате многолучевого распространения сигнала на пролете радиорелейной
линии.
4.1 Селективные замирания.
Характеристики цифровых радиорелейных линий прямой видимости
могут быть серьезно ухудшены селективными замираниями из-за амплитудных
и фазовых искажений в полосе сигнала. Эти многолучевые (или селективные)
замирания могут появиться в результате отражений от поверхности или
аномалий в атмосфере, например, большого градиента в атмосферном
волноводе.
При неизменной во времени горизонтально расслоенной атмосфере
вертикальный градиент преломления в атмосфере вызывает появление
нескольких путей распространения сигнала между приемником и передатчиком
на линии прямой видимости, как показано на рисунке 4.1 а. На рисунке 4.1 б
представлен
импульсный
отклик
радиолинии
при
многолучевом
распространении, представленном на рисунке 4.1 а. Этот импульсный отклик
при многолучевом распространении показывает, что приемник примет
несколько импульсов на каждый переданный импульс. На рисунках
представлен лишь упрощенный случай двух лучей.
Если обозначить через относительное время задержки между двумя
путями распространения радиоволн, представленными на рисунке 4.1 а, то
относительная фаза между двумя сигналами будет равна
i
где
i
0i
2
Ri
0i
2 f i,
(4.1)
Ri / C - запаздывание сигнала, приходящего по i – му лучу;
Ri - разность хода прямого и i – го луча;
0i
- составляющая разности фаз
Ri
рассматриваемых сигналов, не зависящая от разности хода лучей
(например, фазовый сдвиг на 1800 при отражении от земной поверхности).
Из (4.1) следует, что относительная фаза между двумя сигналами является
функцией частоты f. Амплитуда и фаза принятого сигнала изменяются с
частотой, что показывает передаточная функция радиолинии, представленная
84
на рисунке 4.1 в. Такое изменение передаточной функции радиолинии в
зависимости от частоты называется селективным замиранием.
Отражающий слой
r2 ,
r1 ,
Передатчик
1
2
Приемник
а
(t)
t
0
1
2
б
|H( )|
(1+r)
(1-r)
2
3
4
в
Рисунок 4.1 Двух лучевая модель: а–двух лучевое
распространение; б–импульсный отклик двух лучевого канала;
в–амплитудно-частотная характеристика двух лучевого канала.
85
На рисунке 4.1 а представлена двух лучевая модель распространения радиоволн на пролете. Передаточная функция тракта распространения,
включающего прямой луч с коэффициентом передачи r1 и временем
распространения 1 и отраженный от слоистой неоднородности тропосферы
луч с коэффициентом передачи r 2 и временем распространения 2.
H( )
r
min
1
r1 r2
,
;
r2 r1
1
re j
(4.2)
2
Амплитудно-частотная характеристика тракта распространения может
быть получена из (4.2).
H( )
H( )
1 2r cos
r2
(4.3)
Амплитудно-частотная характеристика двух лучевого канала распространения радиоволн рассчитанная по (4.2) приведена на рисунке 4.1 в.
Из (4.3) и рисунка 4.1 в следует, что при определенных значениях
могут возникать изменения сигнала. При сложении лучей, когда они приходят в
(2n 1) , амплитуда принятого сигнала
приемную антенну в фазе
максимальна и равна (1 + r). Когда лучи приходят в приемную антенну в
2n , тогда амплитуда сигнала минимальна из-за вычитания
противофазе
лучей и равна (1 - r). Так как величина в (4.3) изменяется из-за рефракции
радиоволн и из-за изменения местоположения отражающего слоя, то и моменты
появления замираний сигнала будут изменять свое местоположение на оси
частот.
Влияние многолучевого замирания на цифровую радиолинию можно кратко
описать следующим образом:
уменьшается отношение сигнал/шум и, следовательно, увеличивается
вероятность ошибки,
уменьшается отношение сигнал/помеха и, следовательно, увеличивается
вероятность ошибки,
искажается форма импульса, увеличивая межсимвольную интерференцию и
вероятность ошибки,
увеличиваются взаимные помехи между ортогональными несущими,
потоками I и Q и, следовательно, увеличивается вероятность ошибки.
86
Ясно, что дисперсное многолучевое замирание может серьезно ухудшить
характеристики и вызвать нарушения и перерывы связи на цифровой
радиорелейной линии по нескольким причинам.
4.2 Виды селективных замираний и способы их компенсации.
При настройке приемопередающей аппаратуры амплитудно-частотная
характеристика ее на промежуточной частоте должна иметь неравномерность в
полосе пропускания не более К 1дБ рисунок 4.2 а. Из-за многолучевого
распространения радиоволн при сложении или вычитании напряженностей
полей прямого и отраженного от неоднородности тропосферы лучей неравномерность АЧХ тракта (ствола) резко возрастает и качество передачи информации по стволу резко ухудшается.
Для того чтобы не допустить резкого ухудшения качества передачи информации по стволу необходимо производить компенсацию замираний в
стволе, т.е. доводить неравномерность АЧХ до нормы.
Из рисунка 4.1 в следует, что в полосе ствола могут возникать глубокие
селективные замирания, если в полосе ствола находятся частоты, для которых
;3 ;..., 2n 1 . Такие селективные замирания в
выполняется условие
стволе получили название квадратичных рис.4.2 б. Из-за изменения разности
хода лучей происходит изменение глубины провала
, которая может
достигать 35 дБ, ширины полосы частот провала f , минимальная величина
которой составляет для 99,9% времени 300 кГц, и частоты провала f .
Из рисунка 4.1 в следует также, что если в n стволе в какой то момент
времени наблюдается квадратичное селективное замирание, то в соседних с
ним стволах (n-1 и n+1) будут наблюдаться линейные селективные замирания
рисунок 4.2 в. Глубина таких селективных замираний
может достигать 15 дБ
в соседних n-1 и n+1 стволах и будет уменьшаться в n-2 и n+2 стволах. Кроме
того, в зависимости от местоположения ствола будет изменяться знак наклона
селективного линейного замирания, т.е. в стволах n-1 и n+1 этот наклон будет
разного знака рисунок 4.2 в.
Из рассмотрения причин возникновения селективных замираний в стволе
следует, что в одном стволе могут появиться либо только квадратичные замирания, либо только линейные замирания. Одновременное появление квадратичных и линейных селективных замираний в стволе не возможно.
По этой причине структурная схема адаптивного частотного эквалайзера,
компенсирующего квадратичные и линейные искажения амплитудно-частотной
характеристики тракта из-за селективных замираний, имеет в своем составе
эквалайзер квадратичных искажений амплитуды (ЭКИА) и эквалайзер
линейных искажений амплитуды (ЭЛИА) рисунок 4.3. Для управления работой
этих эквалайзеров в цепи обратной связи устанавливается детектор искажений
АЧХ, который определяет вид селективных замираний, параметры этих
замираний и на этой основе вырабатывает управляющие сигналы, позволяющие
87
компенсировать возникающие искажения неравномерности АЧХ тракта, т.е.
1дБ .
доводить эту неравномерность до нормы
K(f)
K
fПЧ
f
а
K(f)
fпр
Kпр
fПЧ
f0пр
f
б
K(f)
K
fПЧ
f
в
Рисунок 4.2 Амплитудно-частотная характеристика тракта
промежуточной частоты: а–при отсутствии искажений; б– при
квадратичных искажениях амплитуды; в–при линейных
искажениях амплитуды.
88
Вх. ПЧ
Вых. ПЧ
P
P
СМ
СМ
ЭЛИА
UP
ЭКИА
Обработка
глаз
УСЛ
диаграммы
УСК
UQ
Детектор искажений
Рисунок 4.3 Структурная схема адаптивного частотного эквалайзера
Рассмотрим принцип работы детектора искажений АЧХ, структурная
схема которого приведена на рисунке 4.4. С помощью полосовых фильтров
ПФ1-ПФ2 весь спектр анализируемого сигнала разбивается на N полос шириной
порядка 300 кГц, чтобы зарегистрировать все квадратичные селективные
замирания, минимальная полоса которых составляет 300 кГц рисунок 4.5. При
полосе ствола 28МГц необходимо примерно 94 таких полосовых фильтра.
Поскольку на выходе полосового фильтра получается гармонический
сигнал, а анализировать необходимо амплитуды сигналов в рассматриваемых
полосах частот, то на выходах полосовых фильтров устанавливаются
амплитудные детекторы АД1 - АДN. Полученные значения амплитуд сигнала в
каждой из 94 полос подаются на устройство обработки, где эти значения
амплитуд сравниваются с их номинальными значениями в этой точке тракта.
Полученные значения отклонений, значений амплитуд от номинальных
значений
подвергаются обработке в микропроцессорном
1 ,...,
N
устройстве, в котором определяется величина провала и частота, на которой
этот провал наблюдается. По глубине провала определяется вид селективного
89
замирания и его параметры, на основе которых и вырабатываются
управляющие сигналы для линейного и квадратичного эквалайзеров искажений
АЧХ.
f0пр
ПФ1
АД1
kпр
к ЭКИА
UP
fпр
ПФ2
АД2
БПФ
UQ
Устройст
k1
во
обработки
сигналов k2
к ЭЛИА
ПФN
АДN
kN
Рисунок 4.4 Структурная схема детектора искажений
K(f)
f
f
fПЧ
Рисунок 4.5 Разделение спектра сигнала узкополосными
фильтрами.
Определение максимального значения
i производится стандартной
программой по «ранжированию» значений отклонений принятого сигнала от
номинальных значений
1 ,...,
N.
Если в анализаторе искажений АЧХ зафиксировано квадратичное селективное замирание, то определяются его параметры глубина провала
, час90
тота провала f
и его ширина на уровне 0,707 от глубины провала f .
Именно эти сигналы управляют работой эквалайзера квадратичных искажений
АЧХ, который может быть выполнен на основе резонансной цепи рисунок 4.6.
Вх. пч
Вых. пч
Резонансная
цепь
fпр
f0пр
Kпр
Рисунок 4.6 Структурная схема эквалайзера квадратичных
искажений АЧХ.
Резонансная цепь представляет параллельный колебательный контур Lo Co.
Для изменения частоты резонансной цепи включается перестраиваемая емкость
Ср , на которую подается управляющий сигнал для установления резонансной
частоты контура равной частоте провала f .
Управляющий сигнал соответствующий ширине провала f подается на
переменный резистор Rр , который изменяет добротность параллельного
колебательного контура, т.е. его полосу пропускания.
Управляющий сигнал соответствующий глубине провала
используется для автоматической регулировки усиления усилителя промежуточный частоты.
В результате действия всех трех управляющих сигналов эквалайзер
квадратичных искажений АЧХ компенсирует провал из-за такого селективного
1дБ рисунок 4.2 а,б.
замирания доводя неравномерность АЧХ до нормы
Для компенсации линейных селективных замираний рисунок 4.2в в детекторе
искажений
вырабатываются
N
управляющих
сигналов
рисунок 4.4. Эти управляющие сигналы подаются на
1,
2 ,...,
N
эквалайзер линейных искажений АЧХ, структурная схема которого приведена
на рисунке 4.7.
91
ПФ1
К1
Вх. пч
ПФ2
Вых. пч
К2
ПФN
КN
Рисунок 4.7 Структурная схема эквалайзера линейных искажений
АЧХ искажений
В этом эквалайзере вся полоса частот входного сигнала полосовыми
фильтрами ПФ1-ПФN разбивается на N полос, точно также как и в детекторе
искажений. На выходе каждого полосового фильтра устанавливаются
усилители, автоматическая регулировка усиления которых осуществляется
управляющими сигналами
1,
2 ,...,
N , вырабатываемыми детектором
искажений.
После компенсации селективных замираний в усилителях сигналы с их
выходов суммируются, вновь образуя полный спектр сигнала промежуточной
частоты, неравномерность АЧХ которого также доводится до нормы рисунок
4.2 а,в.
При реализации адаптивного частотного эквалайзера АЧЭ в радиорелейной
аппаратуре фирмы NEC сигнал на вход детектора искажений подается от
адаптивного трансверсального эквалайзера АТЭ рисунок 4.8. В этом
эквалайзере, работающем во временной области, в управляющей логике
анализируются уровни восьмиуровневого сигнала, которые затем подаются на
детектор искажений АЧЭ. Поскольку сигнал с выхода управляющей логики
адаптивного трансверсального эквалайзера представляет собой сигнал во
временной области, то на входе детектора искажений в этом случае
устанавливается устройство, осуществляющее быстрое преобразование Фурье,
которое преобразует сигнал в частотную область, а дальше обработка
осуществляется по схеме рассмотренной выше.
92
Вых. ЦС
Вх. пч
АТЭ
КАМ Дем
АЧЭ
Рисунок 4.8 Структурная схема подачи управляющего сигнала на
АЧЭ.
Рассмотренные схемы эквалайзеров квадратичных и линейных искажений
1дБ , если
АЧХ позволяют доводить неравномерность АЧХ до нормы
скорость изменения частоты провала не превышает 30 МГц/с, а скорость
изменения амплитуды сигнала не превышает 100 дБ/с.
Контрольные вопросы
1. Поясните причины появления селективных замираний в стволе РРЛ
2. Амплитудно-частотная
характеристика
тракта
распространения
радиоволн на пролете РРЛ
3. Поясните причины появления квадратичных селективных замираний в
стволе РРЛ
4. Поясните причины появления линейных селективных замираний в
стволе РРЛ
5. Поясните принцип работы адаптивного частотного эквалайзера
6. Поясните принцип работы детектора искажений АЧХ
7. Поясните принцип работы эквалайзера квадратичных искажений АЧХ
8. Поясните принцип работы эквалайзера линейных искажений АЧХ
Список литературы
1. Системы радиосвязи: Учебник для вузов / Н.И. Калашников, Э.И.
Крупицкий, И.Л. Дороднов, В.И. Носов; Под ред. Н.И. Калашникова.
М.: Радио и связь, 1988. – 352 с.
2. Справочник по радиорелейной связи. Под ред. С.В. Бородича. – М.:
Радио и связь, 1981. – 416 с.
3. Носов В.И. Основы построения радиорелейных линий синхронной
цифровой иерархии. Учебное пособие. УМО по специальности связь. –
Новосибирск.: СибГУТИ, 1999. – 98 с.
4. SDH Digital Microwave Radio System. System Handbook, vol. 1,2. – NEC,
Japan. 1995.
5. SDH Digital Microwave Radio System. Instruction Manual, vol. 1,2,3,4,5. –
NEC, Japan. 1995.
93
5 КВАДРАТУРНЫЙ АМПЛИТУДНЫЙ ДЕМОДУЛЯТОР
5.1 Обработка сигналов в КАМ демодуляторе
С выхода адаптивного частотного эквалайзера сигнал промежуточной
частоты с 64 КАМ поступает на вход квадратурного амплитудного демодулятора рисунок 5.1.
Вх.
ПЧ
P1
P2
УПЧ
ПФ
Р
ФДP
УПТP
АЦПP
P3
к АТЭ
P4
PN
ФДQ
УПТQ
Q1
Q2
/2
АЦПQ
Q3
Q4
к АТЭ
Синхрон.
несущей
QN
Синхрон.
FT
FT
Управл.
сигналы от
АТЭ
Рисунок 5.1 Структурная схема КАМ демодулятора.
94
Входной сигнал имеет вид рисунок 3.14 эпюра л во временной области или
же вид сигнальных точек рисунок 3.6 на фазово-амплитудной плоскости.
Только к этому сигналу в тракте передачи добавляются шумы, помехи и
искажения, в результате изменится форма сигнала во временной области и
места появления сигнальных точек на фазово-амплитудной плоскости будут
отличаться от идеальных.
Входной сигнал промежуточной частоты усиливается в усилителе промежуточной частоты УПЧ, который имеет автоматическую регулировку уровня
сигнала. Динамический диапазон регулировки АРУ небольшой всего 6дБ
рисунок 5.2. Управляющий сигнал для регулировки (стабилизации) уровня на
выходе УПЧ вырабатывается в управляющей логике на выходе адаптивного
трансверсального эквалайзера (см. рисунок 6.7).
UВЫХ
UВЫХ=1 дБ
UВХ=6 дБ
UВХ
0
Рисунок 5.2 Регулировочная характеристика АРУ УПЧ.
После усиления в УПЧ с АРУ сигнал промежуточной частоты поступает на
полосовой фильтр, где осуществляется фильтрация внеполосных шумов и
помех. Затем сигнал промежуточной частоты через разветвитель Р подается на
входы фазовых детекторов синфазного ФДр и квадратурного ФДQ каналов. На
вторые входы фазовых детекторов поступают опорные напряжения от
генератора опорного сигнала, который с помощью ФАПЧ синхронизируется по
частоте и фазе под приходящий сигнал. В результате получается когерентное с
приходящим сигналом опорное напряжение и осуществляется когерентное
детектирование. Управляющее напряжение для регулировки частоты и фазы
генератора опорного сигнала также вырабатывается в управляющей логике на
выходе трансверсального эквалайзера (см. рисунок 6.7).
Фазовый детектор представляет собой перемножитель входного сигнала с
64 КАМ и опорного сигнала. После перемножения этих сигналов на выходе
перемножителя появятся суммарная и разностная составляющие этих сигналов,
причем суммарная и другие высокочастотные составляющие, возникающие при
перемножении (гармоники и комбинационные продукты двух перемножаемых
95
сигналов) отфильтровываются фильтром нижних частот. В результате на
выходе фазового детектора получится напряжение, которое определяется
амплитудой входного сигнала (он модулирован по амплитуде) и разностью фаз
входного модулированного по фазе и опорного сигналов.
Uвхi
Ui cos(
вхi
оп
),
(5.1)
где U iвх , iвх - амплитуды и фазы входного модулированного сигнала.
Процесс детектирования входного сигнала можно представить на фазовоамплитудной плоскости как определение проекции принятой сигнальной точки
(с определенной амплитудой и фазой) на синфазную и квадратурную оси
опорного сигнала рисунок 5.3.
Q
P
а
Q
P
б
Рисунок 5.3 Восстановление сигналов в квадратурных
каналах при точном а и с фазовой ошибкой б восстановлении
опорного сигнала.
Из рисунка 5.3 следует, что при правильном восстановлении фазы
опорного сигнала и отсутствии искажений сигналов в канале передачи на
96
выходе фазовых детекторов синфазного и квадратурного каналов будут получены четырехуровневые сигналы, соответствующие таким четырехуровневым сигналам в модуляторе рисунок 3.14 эпюра е. Если же при восстановлении
фазы опорного сигнала будет фазовая ошибка относительно фазы входного
сигнала
овх
(5.2)
on
то, даже при отсутствии шумов, помех и искажений, амплитуды сигналов на
выходе фазовых детекторов синфазного и квадратурного каналов будут
восстановлены с ошибкой рисунок 5.3 б. В рассматриваемом случае
0 и
амплитуда сигнала в синфазном канале уменьшается, а в квадратурном канале –
увеличатся.
С выходов фазовых детекторов многоуровневые сигналы каналов P и Q
поступают на усилители постоянного тока УПТр и УПТQ , соответственно.
Граничная частота усиления этих усилителей, должна быть не менее тактовой
частоты символов продетектированного сигнала. Для 64 КАМ и скорости
модулирующего сигнала 169,158 Мбит/с эта частота равна 28,193 МГц.
Усилители постоянного тока охвачены автоматической регулировкой усиления
и могут раздельно регулировать уровни сигналов в синфазном и квадратурном
каналах. Управляющие сигналы для АРУ этих усилителей также
вырабатывается в управляющей логике на выходе адаптивного
трансверсального эквалайзера (см. рисунок 6.7).
С выходов усилителей постоянного тока синфазного и квадратурного
каналов УПТр и УПТQ сигналы поступают на устройство синхронизации тактовой частоты, структурная схема которого изображена на рисунке 5.4.
d/dt
Выпрям.
ФНЧ
Генер.
FT
Рисунок 5.4 Система синхронизации тактовой частоты.
В устройствах дифференцирования d/dt выделяются «переходы» между
уровнями рисунок 3. 14 эпюра е, которые несут информацию о тактовой
97
частоте принимаемого сигнала. Затем «переходы» между уровнями в виде
коротких положительных и отрицательных импульсов поступают на
выпрямители ВP и ВQ, на выходах которых все они имеют положительную
амплитуду, суммируются и подаются на вход перемножителя фазового
детектора. На второй вход перемножителя подаются импульсы от местного
генератора тактовой частоты. Расхождение фаз перемножаемых импульсов на
выходе перемножителя и фильтра нижних частот преобразуется в напряжение,
которым и управляется частота и фаза местного генератора тактовой частоты.
При этом стабильность тактовой частоты на выходе системы синхронизации будет определяться стабильностью тактовой частоты приходящего
сигнала, которая на узловых и оконечных радиорелейных станциях с помощью
сетевой тактовой синхронизации получается от высокостабильного первичного
эталонного генератора СЦИ.
На промежуточных радиорелейных станциях при передаче синхронных
транспортных модулей такой способ получения высокостабильной тактовой
частоты является единственно возможным. Сформированный в устройстве
синхронизации сигнал тактовой частоты используется во всех последующих
устройствах обработки цифрового сигнала. На узловых и оконечных станциях
перезапись цифровых сигналов под тактовую частоту местного
высокостабильного генератора производится в эластичном буфере при
обработке указателя секционного заголовка синхронного транспортного модуля
(см. первый раздел).
С выходов усилителей постоянного тока синфазного и квадратурного
каналов многоуровневые сигналы поступают на аналогово-цифровые преобразователи соответствующего канала АЦПр и АЦПQ . В этих АЦП с помощью
набора пороговых устройств осуществляется разбиение N - уровневого сигнала
на N цифровых потоков, в каждом из которых сохраняется форма импульсов,
которые были до входа АЦП. Т.е. после такого АЦП остаются без изменения
все шумы, помехи и искажения многоуровневого сигнала.
На рисунке 5.5 показан пример работы такого АЦП при восьмиуровневом
сигнале. С помощью пороговых устройств (пороги обозначены пунктирными
линиями) вся область возможных значений напряжений восьмиуровневого сигнала разбивается на 8 «окон» шириной 2L. На каждом из восьми выходов АЦП
будет находится то, что попадает в соответствующее «окно», образуемое
пороговыми устройствами рисунок 5.5б эпюры б - г.
98
Полученные таким образом цифровые сигналы поступают на вход адаптивного трансверсального эквалайзера, который работает в этом случае с соответствующими уровнями многоуровневого сигнала.
U(t)
7L
5L
3L
1L
t
а
-1L
T
-3L
-5L
-7L
7L
б
t
5L
3L
в
t
г
t
-1L
Рисунок 5.5 Эпюры напряжений на входе а и выходе б-г АЦП.
99
5.2 Регулировки в КАМ демодуляторе
Выше отмечалось, что управляющие сигналы для автоматической регулировки усиления усилителя промежуточной частоты УПТ, усилителей постоянного тока УПТр и УПТQ и для фазовой автоподстройки частоты генератора опорного сигнала получаются в управляющей логике на выходе адаптивного трансверсального эквалайзера. Так как адаптивный трансверсальный
эквалайзер работает с уровнями сигнала, то эта управляющая логика вырабатывает управляющие сигналы для КАМ демодулятора на основе анализа
многоуровневого сигнала. А так как эта логика устанавливается на выходе
трансверсального эквалайзера, то работает она с многоуровневым сигналом, в
котором этот эквалайзер скомпенсировал межсимвольные помехи. Т.е.
анализируется многоуровневый сигнал перед принятием решения о принятом
уровне в регенераторе на выходе эквалайзера.
В управляющей логике управляющие сигналы для КАМ модулятора
вырабатываются на основе анализа отклонений уровней многоуровневого
сигнала от их номинальных значений перед принятием решения. Отклонение
уровней от номинальных значений можно определить, анализируя «глазковую»
диаграмму многоуровневых сигналов в синфазном и квадратурном каналах
рисунок 5.6. Необходимо отметить, что «глазковые» диаграммы на этом
рисунке несколько идеализированы.
Отклонения уровней принятого многоуровневого сигнала, которым соответствуют точки вершин ромбов в «глазковой» диаграмме от номинальных
U рисунок 5.6 б,в. Завышение уровзначений уровней U НОМ . обозначено как
U, а
ней принятого сигнала соответствует положительному значению
занижение отрицательному значению U .
При выработке управляющего напряжения для автоматической регулировки усиления УПЧ в демодуляторе одновременно анализируются отклонения принятых уровней от их номинальных значений в синфазном и квадратурном каналах. И только если в том и другом каналах одновременно наблюдаются завышения ( U ) или занижения
U , принятых уровней от
номинальных вырабатывается соответствующие управляющее напряжение для
U или увеличения при
U коэффициента усиления УПЧ.
уменьшения при
Так как через УПЧ проходит сигнал 64 КАМ, то он одновременно изменяет
уровни в синфазном и квадратурном каналах.
При выработке управляющего напряжения для подстройки фазы опорного
сигнала (синхронизация несущей) в КАМ демодуляторе рисунок 5.1 также
одновременно анализируются отклонения принятых уровней от их
номинальных значений в синфазном и квадратурном каналах. Как следует из
(5.2) и рисунка 5.3б при положительном значении разности фаз входного и
0 амплитуды сигналов в синфазном канале
опорного сигналов
уменьшаются, а в квадратурном – увеличиваются. При отрицательном значении
100
0 наоборот амплитуды сигналов в квадратурном канале уменьшаются, а в
синфазном – увеличиваются.
+ U
- U
7L
7L
5L
5L
5L
3L
3L
3L
1L
1L
1L
-1L
-1L
-1L
-3L
-3L
-3L
-5L
-5L
-5L
-7L
-7L
-7L
а
б
7L
в
Рисунок 5.6 «Глазковые» диаграммы на выходе АТЭ при
номинальных принимаемых уровнях а, заниженных уровнях б и
завышенных уровнях в.
Если одновременно наблюдается занижение (завышение) уровней сигналов
в синфазном канале и завышение (занижение) уровней в квадратурном канале,
только в этом случае вырабатывается управляющий сигнал на изменение фазы
генератора опорного сигнала, таким образом, чтобы уменьшить расхождение
фаз входного и опорного сигналов на входах фазовых детекторов (5.2), а
следовательно и выровнять амплитуды сигналов в синфазном и квадратурном
каналах относительно их номинальных значений.
При выработке управляющих сигналов для автоматической регулировки
усиления усилителей постоянного тока в синфазном УПТР и квадратурном
УПТQ каналах осуществляется раздельный (независимый) анализ отклонения
101
принятых уровней от номинальных значений в синфазном и квадратурном
каналах. В результате УПТр и УПТQ доводят уровни принятых сигналов до
номинальных значений каждый в своем канале.
5.2.1 Восстановление опорного колебания.
Процесс восстановления опорного колебания должен быть настолько
точным, чтобы фазовая ошибка
имела малую величину как постоянной
составляющей, так и флюктуации (фазового дрожания).
Один из методов восстановления несущей частоты состоит в том, что
сигнал промежуточной частоты проходит через нелинейность, выбранную
таким образом, чтобы образовать спектральную линию на несущей частоте
или нескольких кратных частотах, и затем эта спектральная составляющая
выделяется на устройстве с ФАПЧ (PLL).
Другой метод состоит в том, что составляющая несущей частоты
может быть получена с помощью детектирования информационного
потока, осуществленного так, чтобы удалить модуляцию в сигнале
промежуточной частоты.
Третьим методом является метод прямого решения, особенно
подходящий для многоуровневой КАМ. Выходами аналого-цифровых
преобразователей АЦПI и АЦПQ являются цифровые потоки,
представляющие из себя последовательности переданных данных. Из-за
аддитивного шума, межсимвольной интерференции и других искажений
значения выходных цифровых сигналов не будут совпадать с М
дискретными сигнальными точками на фазово-амплитудной плоскости.
Другими словами они будут лежать внутри небольших круговых
областей вокруг каждой из этих точек. Для случая 16-КАМ эти небольшие
круговые площади показаны затемненными на рисунке 5.7. Они наложены
на шаблон, состоящий из 64 квадратных областей, координаты которых
хранятся в цифровой памяти устройства выделения несущей частоты.
Выходные выборки, попадающие в черные (серые) области,
показывают, что есть необходимость во вращении по часовой стрелке
(против часовой стрелки) совокупности выходных сигналов, что приводит к
положительным (отрицательным) управляющим приращениям. Временная
последовательность управляющих приращений проходит фильтр нижних
частот и поступает на ГУН, чтобы управлять несущей частотой и фазой
опорного сигнала (синхронизация несущей) рисунок 5.1.
5.3 Определение вероятности ошибочного приема.
Рассмотрим модель приемника цифровой системы передачи, показанную
на рисунке 5.8. Приемник состоит из двух частей: цепи обработки сигнала и
102
обнаружителя цифрового сигнала (решающего устройства). Решающее
устройство оценивает на своем входе полярность сигнала в моменты принятия
решения, определяемые тактовой частотой. Ошибки при решении возникают в
том случае, когда в моменты принятия решения шум будет иметь амплитуду
более или равную V и полярность противоположную полярности переданного
импульса.
Q
P
Рисунок 5.7 Восстановление опорного сигнала при 16-КАМ.
V
-V
Сигнал
1
1001
H(f)
0
Шум
Рисунок 5.8 Модель приемника цифровых сигналов
103
Если шум имеет Гауссовское (нормальное) распределение вероятностей, то
вероятность ошибки можно записать
1
2П
pош
где
е
t2 / 2
2
dt
(5.3),
V
2
- мощность шума на входе решающего устройства.
Используя функцию ошибок
2
erfz
П
z
2
e t dt
(5.4),
o
можно представить формулу ( 5.3) в виде
pош
(1 erfz ) / 2
(5.5),
где z V / 2 .
Довольно часто вероятность ошибки выражается через функцию,
дополняющую функцию ошибок
pош
(erfcz) / 2 ,
(5.6),
где erfcz 1 erfz; z v / 2 .
При многопозиционной модуляции в решающем устройстве рисунок 5.1
обрабатывается многоуровневый сигнал и вероятность ошибки легко
определяется из (5.6) путем соответствующего уменьшения расстояния ошибок
d. Так, если максимальная амплитуда равна V, то расстояние ошибок между
равномерно расставленными уровнями на входе решающего устройства
d
V
,
L 1
(5.7)
где L- число уровней. Тогда в соответствии с ( 5.6) вероятность ошибки в
многоуровневой системе
pош
1 L 1
V
erfc
log2 L L
( L 1) 2
104
,
(5.8)
где (L-1)/L – отражает тот факт, что внутренние уровни в сигнале
подвержены воздействию шума с положительной и отрицательной
амплитудами;
коэффициент 1/log2 L – является результатом предположения, что в
многоуровневой системе сигнал кодируется таким образом, чтобы ошибки в
символах приводили к одиночным ошибкам в двоичном сигнале (log2 L равен
числу битов на символ).
Из выражения (5.8) следует, что с учетом отношения пикового значения
сигнала к шуму на входе решающего устройства при L – уровневой передаче
вносится ухудшение (смещение) характеристики ошибок, равное 20lg(L-1)дБ.
Выражение (5.8) связывает вероятность ошибки с пиковой мощностью
сигнала V2. Для определения вероятности ошибки по отношению к средней
мощности сигнала в L-уровневой системе эта мощность определяется путем
усреднения мощностей, соответствующих амплитудам различных импульсов
2
ср
V
2
L
V
L 1
2
3V
L 1
2
... V
2
2V 2
L( L 1)2
L2
(2i 2)2 .
(5.9)
i 1
При выводе ( 5.9) предполагалось, что появление различных амплитуд
V ( L 1)
1, 3,...,
L 1 ,
равновероятно.
Из (5.8)следует также, что если в многоуровневой системе увеличить V в
L-1 раз, то вероятность ошибки в L уровневой системе станет равной
вероятности ошибки в двухуровневой системе (без учета коэффициентов 1/log2
L и (L-1)/L, которые обычно соответствуют нескольким десятым долям
децибела).
Предыдущие выражения (5.3-5.8) для вероятности ошибки связывают эту
вероятность с энергией сигнала в моменты принятия решения и мощностью
шума на входе решающего устройства. При сопоставлении различных способов
модуляции цифровыми сигналами, в частности для многоуровневых систем,
более удобно связать характеристику вероятности ошибки с мощностью
сигнала и мощностью шума на входе приемника.
2
Дисперсия шума
, использованная в предыдущих формулах, точно
равна значению мощности, которая была бы измерена на входе решающего
устройства при отсутствии сигнала
2
N H f
2
o
105
df
N o Пш
(5.10)
где Nо - спектральная плотность мощности шума,
а Пш
H f
2
ВТ
;
Гц
df - полоса, эквивалентная по шуму, или просто шумовая
0
полоса фильтра приема с амплитудно-частотной характеристикой H(f).
Амплитудно-частотная характеристика приемника H(f) непременно
обеспечивает компромисс между двумя противоречивыми целями. Во-первых,
она должна минимизировать мощность шума, проходящего к решающему
устройству, т.е. минимизировать Пш (5.10). Во-вторых, должна быть в
максимально возможной степени увеличена разница между значениями +Vu –V
в моменты принятия решения. Очевидно, что следовало бы сделать
максимальным отношение сигнал-шум V2/ 2 на входе решающего устройства,
чтобы минимизировать вероятность ошибки. Классический вывод из теории
цифровой связи устанавливает, что V/δ становится максимальным, когда
амплитудно-частотная характеристика приемника H(f) «согласована» с
энергетическим спектром принимаемого сигнала.
При рассмотрении во временной области характеристика согласованного
фильтра реализуется путем умножения принимаемого сигнала на каждый из
видов импульсов (без шума), которые могут быть приняты. Сигналы на выходе
умножителей (корреляторов) интегрируются на тактовом интервале для
определения результирующего среднего значения коэффициента корреляции в
течении этого интервала времени. Интегратор, на выходе которого появится
наибольший сигнал, с наибольшей вероятностью указывает на символ, который
был передан.
В большинстве систем передачи все сигналы или импульсы имеют
одинаковые формы, а различаются только по амплитуде и полярности. Поэтому
может быть использован единственный согласованный фильтр. Решение
принимается путем сопоставления сигнала на выходе согласованного фильтра
с соответствующими уровнями решения. Сигнал на выходе единственного
коррелятора h(t) с интегратором имеет вид
T
V
T
2
S (t )h(t )dt
0
S (t ) dt ,
(5.11)
0
где S(t) – форма сигнала или импульса, подлежащая измерению. Необходимо
отметить, что V, по существу, представляет собой меру энергии сигнала на
тактовом интервале.
E
V 2T ,
где Т– длительность символа.
106
(5.12)
Используя выражение ( 5.10) и параметр Е ( 5.12) для представления
энергии символа, выразим вероятность ошибки в двоичном сигнале из
выражения ( 5.6)
pош
erfcz ,
(5.13)
где z2 =Es/NoПш.
При передаче двоичных сигналов энергия символа Еs равна энергии,
приходящейся на бит
Eb
V 2Tb ,
(5.14)
Отметим, что для заданной системы (постоянное значение Пш) вероятность
ошибок зависит от отношения энергии символа ЕS к спектральной мощности
шума N0 .
В качестве примера типовой системы рассмотрим канал передачи
импульсами постоянного тока с характеристикой типа «приподнятый косинус»
(3.15) и оптимальным распределением характеристик фильтрации на приеме и
передаче. Амплитудный спектр сигнала на выходе передатчика соответствует
корню квадратному из спектра типа «приподнятый косинус» Yrc (f),
определяемого выражением (3.15). Согласованный фильтр приема также имеет
амплитудно-частотную характеристику, соответствующую корню квадратному
из характеристики типа «приподнятый косинус»
шумовая полоса приемника
(1
H ( f ) df
Yrc ( f ) df
0
Yrc ( f ) . Отсюда
) 2T
2
Пш
H пр ( f )
1 2T .
(5.15)
0
Из (5.15) следует, что шумовая полоса приемника не зависит от α.
Характеристика ошибки, представленная в выражении (5.8) для
многоуровневых систем, определяется мощностью шума на входе решающего
устройства.
Если рассматривается постоянная шумовая полоса приемника (5.15), т.е.
скорость передачи символов остается постоянной, то скорость передачи
входного двоичного цифрового потока в модуляторе при этом возрастает с
ростом числа уровней.
Если же требуется сопоставить многоуровневые системы при постоянной
скорости передачи входного двоичного цифрового потока на входе модулятора,
то длительность символов Тs и, следовательно, шумовые полосы должны быть
соответственно изменены.
107
Если Тb – тактовый интервал для двухуровневой системы, в которой Тδ = Тs
, то длительность символа Тs для L – уровневой системы, обеспечивающей
передачу цифрового сигнала с той же скоростью
Ts
Tb log 2 L
(5.16)
Используя шумовую полосу фильтра с характеристикой
«приподнятый конус» ( 3.15) для рассматриваемого случая получим
pош
где z
V ( L 1)
1
log 2 L
L 1
erfcz
L
типа
(5.17)
N0 Ts .
Выражение (5.17) можно упростить и представить в более привычной
форме, используя то, что согласно (5.10, 5.11)
pош
где z
log 2 L
L 1
1
log 2 L
Es
Eb log2 L V 2Ts
L 1
erfcz
L
(5.18)
Eb
.
No
Таким образом, выражение (5.18) определяет вероятность ошибки в
многоуровневых системах передачи импульсами постоянного тока при
постоянной скорости передачи цифрового сигнала. Требования к полосе для
систем с повышенным числом уровней уменьшается пропорционально log2L.
Выражение (5.18) определяет вероятность ошибок для многоуровневых
систем через отношение Еb/No (одна и та же скорость передачи цифрового
сигнала, но различные полосы). Следующее соотношение может быть
использовано для определения вероятности ошибки в зависимости от
отношения сигнал-шум на входе решающего устройства (различные скорости
передачи цифровых сигналов, но одна и та же полоса):
c
ш
Eb (log2 L)Ts
N o (1/ 2Ts )
2(log2 L) Eb / N o ,
где (1/2Ts)– минимальная (по Найквисту) полоса сигнала.
108
(5.19)
Отношение сигнал-шум, полученное в (5.19) есть отношение мощности
сигнала в момент принятия решения к мощности шума на входе решающего
устройства.
5.3.1 Вероятность ошибки при М-ФМ.
Вероятность ошибки для систем с многоуровневой ФМ легче всего
получить, используя для сигналов представления с квадратурными каналами.
Например, на рисунке 5.9 представлены области ошибок решения для
характерных фаз в сигнале с 8-ФМ
Из рисунка 5.9 следует, что если под действием шумов и помех
/16 относительно
принимаемый сигнал с амплитудой равной 1 и фазой
синфазной оси Р (что соответствует передачи комбинации символов в трех
цифровых потоков 011), переместится в заштрихованные области, при
принятии решения произойдет ошибка, т.е. будут приняты либо точка
соответствующая комбинации символов 111, либо – 010. Т.е. в данном случае
расстояние ошибок d
d
2sin( / 8) .
(5.20)
Q
000
001
d
010
101
011
P
100
111
110
Рисунок 5.9 Область принятия безошибочных решений при 8-ФМ
В общем случае расстояние ошибок в системах с М-ФМ и M фазами равно
d
2V sin( / М ) ,
109
(5.21)
где V – амплитуда сигнала на входе детектора (т.е. радиус в пространстве
сигналов при ФМ).
Из рисунка 5.9 следует, что ошибка при детектировании рассматриваемой
сигнальной точки 011 приведет к ошибке в цифровом сигнале, равной только
одному биту.
Обобщенное выражение для вероятности ошибки при М-ФМ определяется
путем модификации выражения (5.6)
pош
(1/ log2 M )erfcz
(5.22)
V
Eb (log2 M ) / T
(5.23)
где z sin( / М ) V / 2 .
Амплитуда сигнала
а среднее квадратическое значение напряжения шума
No / 2T
(5.24)
для шума в минимальной по Найквисту полосе сигнала.
Комбинирование выражений (5.22-5.24) позволяет установить связь между
вероятностью ошибки при М-ФМ, энергией на бит и плотностью шума в канале
pош
где z
sin
М
log 2 M
(1/ log2 M )erfcz
(5.25)
Eb
.
No
Для определения зависимости вероятности ошибки от отношения
мощности сигнала к мощности шума можно воспользоваться выражением
c
ш
(log 2 M )
Eb
No
при М>2
(5.26)
5.3.2 Вероятность ошибки при М-КАМ
Вероятность ошибки в системе с многопозиционной (многоуровневой)
модуляцией определяется, в конечном счете, областью (расстоянием) ошибок d.
110
На рисунке 3.7 приведено определение расстояния ошибок для 64-КАМ. Из
рисунка 3.7 видно, что если при приеме сигнальной точки 19 шумы и помехи
переместят ее за пределы заштрихованного сектора - квадрата со стороной d, то
на выходе детекторов будет зафиксирована одна из соседних сигнальных точек
11,18,27 или 20.
В общем случае расстояние ошибок в системе с М-КАМ
2V
L 1
d
(5.27)
где V – максимальная амплитуда выходного сигнала модулятора; L –
количество уровней модулирующих сигналов по синфазному Р и
квадратурному Q каналам Lр=LQ=L.
Выражение для вероятности ошибки систем с М-КАМ и когерентным
детектированием определяется выражениями (5.8) и (5.18). В соответствии с
(5.18) вероятность ошибки для системы с модуляцией 16-КАМ определяется
для L=4.
Выражение (5.18) определяет вероятность ошибки в зависимости от
отношения Еb/No. Чтобы получить зависимость вероятности ошибки от
отношения сигнал-шум необходимо воспользоваться выражением (5.19),
приняв за L число уровней в каждом из квадратурных каналов.
Из формул (5.21) и (5.27) следует, что М позиционная система с КАМ
имеет преимущество перед М позиционной системой с ФМ при одном и том
же уровне пиковой мощности. Значения расстояний ошибок, выполненные по
(5.21) и (5.27) приведены в таблице 5.1. Поскольку расстояние ошибок
определяет, в конечном счете, коэффициент ошибок (5.18), то в таблице
приведены эти расстояния, выраженные в дБ d (дБ) = 20lg d и приведен
выигрыш М-КАМ относительно М-ФМ ∆ d.
Расстояния ошибок для М-ФМ и М-КАМ
Таблица 5.1
М
2
4
8
16
32
64
ФМ
d, раз
2
1,4142
0,7854
0,3927
0,196
КАМ
d, раз
d, дБ
6,02
3,01
-2,1
-8,12
-14,155
М
d, дБ
∆ d дБ
4
1,4142
3,01
0
8
0,707
-3,01
-0,912
16
0,4714
-6,532
+1,59
32
0,2828
-10,97
-3,185
64
0,2020
-13,893
128
0,1286
-17,815
256
0,0943
-20,51
1512
0,0615
-24,22
Из таблицы 5.1 видно, что при большом числе сигнальных точек системы с
М-КАМ всегда имеют лучшие характеристики, чем системы с М-ФМ. Основная
111
причина этого состоит в том, что расстояние между сигнальными точками в
системе с М-ФМ меньше расстояния между точками в сравнимой системе с
КАМ.
Хотелось бы остановиться на системе с 8-КАМ, (8-АФМ), расположение
сигнальных точек которой приведено на рисунке 5.10 при постоянной пиковой
мощности (V2 = 1) радиус большой окружности RБ = V = 1 а, малой окружности
RM = 0,5 V рисунок 5.10а.
а
б
Рисунок 5.10 Расположение сигнальных точек при 8КАМ.
При этом минимальное расстояние ошибок получается между точками
расположенными на внутренней окружности d мин =0,707, т.е. эта величина
112
несколько меньше, чем при 8-ФМ. Если же взять радиус внутренней
окружности равным 0,707V рисунок 5.10б, то dмин =0,707, т.е. система с 8-КАМ
в первом и втором случаях дает проигрыш относительно системы с 8-ФМ.
Полученные значения ∆ d (таблица 5.1) показывают на сколько децибел
отстоят друг от друга кривые зависимости pош
с / ш .
Выигрыши в помехоустойчивости, приведенные в таблице 5.1,
справедливы, если при ФМ и КАМ используется одинаковая пиковая
мощность. А при одинаковом уровне средней мощности система с КАМ
демонстрирует еще большее преимущество. Средняя мощность в системе с ФМ
равна пиковой мощности Рср = Рпик. А в системе с КАМ согласно (5.7)
отношение пиковой мощности к средней (пик фактор) равно
р
L( L 1) 2
пик
L/2
ср
(2i 1) 2
2
(5.28)
i 1
Значения пик фактора сигнала Кр=10lg Кр с КАМ приведены в таблице 5.2.
Пик фактор сигнала с КАМ
М
4
16
32
Кр,дБ
0
2,553
3,30
64
3,67
128
4,048
Таблица 5.2
256
512
4,233
4,41
Таблицами 5.1 и 5.2 удобно пользоваться при определении относительной
характеристики ошибок, т.е. выигрыша системы в отношении сигнал-шум.
Например, определим выигрыш в отношении с сигнал-шум системы с 16КАМ по сравнению с 16-ФМ в случае одинаковых пиковых мощностей, а также
в случае одинаковых средних мощностей. Поскольку эти две системы имеют
одинаковое число сигнальных точек на фазово-амплитудной плоскости, они
передают сигнал с одной и той же скоростью и требуют одной и той же полосы
для этой скорости передачи цифрового сигнала.
В соответствии с этим выигрыш в отношении сигнал-шум полностью
определяется расстояниями между сигнальными точками. (При использовании
различных скоростей надо учитывать влияние различных полос шума в
приемниках). Из таблицы 5.1 следует, что при одинаковой пиковой мощности
сигнала система с 16-КАМ дает выигрыш по сравнению с системой 16-ФМ
равный 1,59 дБ. Из таблицы 5.2 также следует, что в системе с 16-КАМ
отношение пиковой мощности к средней равно 2,55 дБ. Поскольку в системах с
ФМ отношение пиковой мощности к средней равно единице, преимущество
системы с 16-КАМ перед системой с 16-ФМ для равных средних мощностей
составит 4,14 дБ.
При определении выигрыша систем с разной позиционностью модуляции,
необходимо учитывать изменения полосы шума в приемнике, в зависимости от
113
позиционности модуляции. Если за исходную полосу шума в приемнике взять
полосу при двухпозиционной модуляции П2, то выигрыш КПШ по отношению
сигнал-шум при М позиционной модуляции Пм при неизменной скорости
входного цифрового потока можно определить
К ПШ
10lg
П2
Пм
(5.29)
Результаты расчетов по (5.27) приведены в таблице 5.3
М
Кпш
Выигрыш по полосе при М позиционной модуляции
Таблица 5.3
2
4
8
16
32
64
128
256
512
0
3,01
4,77
6,02
7,0
7,78
8,45
9,03 9,54
Используя данные таблиц 5.1-5.3 можно определить энергетический
выигрыш (проигрыш) М позиционных методов модуляции друг относительно
друга.
Зависимость вероятности ошибки от отношения сигнал-шум,
рассчитанные по (5.25, 5.26) для М-ФМ приведены в таблице 5.4 и на рисунке
5.11, а рассчитанные по (5.18, 5.19) для М-КАМ приведены в таблице 5.5 и на
рисунке 5.12.
10-4
10-5
10-6
10-7
10-8
10-9
10-4
10-5
10-6
10-7
10-8
10-9
Зависимость рош от отношения сигнал/шум при М-ФМ
2
4
8
16
8,32
11,32
16,39
22,1
9,54
12,54
17,66
23,3
10,5
13,5
18,5
24,27
11,28
14,28
19,28
25,05
11,94
14,94
19,94
25,71
12,51
15,51
20,51
26,28
Таблица 5.4
32
27,92
29,25
30,1
30,9
31,54
32,11
Зависимость рош от отношения сигнал/шум при М-КАМ
16
32
64
128
256
18,15
21,84
24,39
27,95
30,45
19,4
23,09
25,64
29,2
31,53
20,36
24,01
26,6
30,16
32,66
21,19
24,88
27,43
31,0
33,49
21,87
25,56
28,11
31,67
34,17
22,44
26,13
28,68
32,24
34,14
Таблица 5.5
512
34,0
35,24
36,2
37,03
37,71
38,28
114
2-ФМ
4-ФМ
6
10
8-ФМ
16-ФМ
32-ФМ
2
10-4
5
2
10-5
5
2
10-6
5
2
10-7
5
2
10-8
5
2
10-9
5
2
8
12
14
16
18
20
22
24
26
28
30
Рисунок 5.11 Вероятность ошибки при М-ФМ
115
32 Р С/РШ, дБ
32-КАМ
16-КАМ
128-КАМ
64-КАМ
512-КАМ
256-КАМ
РОШ
2
10-4
5
2
10-5
5
2
10-6
5
2
10-7
5
2
10-8
5
2
10-9
5
2
12
14
16
18
20
22
24
26
28
30
32
34
36
Рисунок 5.12 Вероятность ошибки при М-КАМ
116
38 Р С/РШ, дБ
Для получения графика зависимости вероятности ошибки от отношения
Eb/No из таблиц 5.4, 5.5 и рисунков 5.11, 5.12 достаточно учесть выигрыш по
полосе Кпш при М позиционной модуляции. Например, для 4-ФМ вероятность
ошибки pош = 10-4 получается при отношении сигнал-шум РС / РШ = 11,32 дБ.
Эта же вероятность ошибки получается при отношении энергии на бит к
спектральной мощности шума
Eb / No
c
К ПШ
ш
8,31дБ
(5.30)
Из таблиц 5.5 и 5.6 видно также, что при М-ФМ увеличение кратности
модуляции в два раза приводит к проигрышу в отношении сигнал-шум
примерно на 5,5 дБ, в то время как при М-КАМ этот проигрыш составляет
только порядка 3,5 дБ.
Контрольные вопросы
1. Поясните принцип работы М-КАМ демодулятора
2. Поясните работу системы тактовой синхронизации в КАМ
демодуляторе
3. Поясните принцип работы АЦП в КАМ демодуляторе
4. Поясните обеспечение автоматических регулировок в КАМ
демодуляторе
5. Определение вероятности ошибочного приема при М-ФМ
6. Определение вероятности ошибочного приема при М-КАМ
7. Поясните различие в определении вероятности ошибки в зависимости
от отношения сигнал/шум и от отношения энергии бита к мощности
шума
Список литературы
1. Беллами Дж. Цифровая телефония: Пер. с англ. – М.: Радио и связь,
1986. – 544 с.
2. Системы радиосвязи: Учебник для вузов / Н.И. Калашников, Э.И.
Крупицкий, И.Л. Дороднов, В.И. Носов; Под ред. Н.И. Калашникова.
М.: Радио и связь, 1988. – 352 с.
3. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь / Пер. с англ.: Под ред. В.В.
Маркова. – М.: Связь, 1979. – 592 с.
4. Носов В.И. Основы построения радиорелейных линий синхронной
цифровой иерархии. Учебное пособие. УМО по специальности связь. –
Новосибирск.: СибГУТИ, 1999. – 98 с.
117
6 АДАПТИВНЫЙ ТРАНСВЕРСАЛЬНЫЙ ЭКВАЛАЙЗЕР
С выхода КАМ демодулятора по восемь
цифровых потоков
соответствующих восьми уровням по синфазному и квадратурному каналам
поступают на вход адаптивных трансверсальных эквалайзеров, в которых
после компенсации межсимвольных помех принимается решение о принятом
уровне.
В отличие от адаптивного частотного эквалайзера адаптивный трансверсальный эквалайзер устраняет влияние последствий многолучевого распространения во временной области (ATDE – Adaptive Time Domain Equalizer).
Рассмотрим виды межсимвольных помех, возникающих в тракте передачи:
1. межсимвольные помехи вызванные ограничением полосы передаваемого
сигнала;
2. межсимвольные помехи вызванные многолучевым распространением
сигнала на пролете;
3. межсимвольные помехи вызванные переходами сигналов с синфазного
на квадратурный канал и наоборот;
4. межсимвольные помехи вызванные переходами сигналов с горизонтальной поляризации на вертикальную и наоборот при использовании поляризационного уплотнения.
6.1 Причины появления межсимвольных помех
Межсимвольные помехи, возникающие из-за ограничения полосы сигнала
в тракте передачи определяются характеристиками фильтров на передающей и
приемной сторонах пролета РРЛ, поэтому этот вид помех не изменяется во
времени.
Полосу сигнала в тракте передачи формирует, в основном, фильтр нижних
частот в КАМ модуляторе (см. раздел 3). Цепи позволяющие получить спектры
Найквиста (3.15) при разных
рисунок 3.15 могут быть реализованы лишь с
конечной степенью точности. Кроме этого, физически реализуемые цепи имеют
конечную скорость убывания модуля коэффициента передачи при возрастании
частоты, что также не позволяет реализовать спектры Найквиста при
(3.15).
При этом условие (3.14) не выполняется в отсчетные моменты времени (в
моменты принятия решения) и на выходе адаптивного трансверсального
эквалайзера будут межсимвольные помехи -1, -2 от предыдущих S 1 (t ), S 2 (t ) и
1, 2 от последующих S 1 (t ), S 2 (t ) посылок сигнала рисунок 6.1.
118
h(t)
1
S0(t)
С искажениями
а
Без искажений
t
h(t)
1
S-1(t)
S1(t)
б
1
t
h(t)
1
S2(t)
-1
S-2(t)
в
-2
t
2
h(t)
-
C1S-1(t+ )
-1
t
г
h(t)
C1S1(t- )
1
-
C2S2(t-2 )
2
t
д
-
-2
C2S-2(t+2 )
t
-2
-
0
+
+2
Рисунок 6.1 Образование межсимвольных помех и их
компенсация.
119
Межсимвольные помехи из-за многолучевого распространения сигнала на
пролете. В этом случае из-за рефракции радиоволн и изменения положения
отражающего слоя разность хода прямого и отраженного лучей изменяется и на
определенных частотах может наблюдаться приход прямого EПР и отраженного
EОТР лучей в фазе случай Б или в противофазе случай А рисунок 6.2а.
При этом в точке приема наблюдается увеличение входного сигнала К до
10-15 дБ относительно его номинального значения. Вообще при минимально
фазовых замираниях, когда ЕПР ЕОТР , максимально возможное увеличение
суммарного сигнала составляет 6дБ.
На пролетах радиорелейных линий
помимо минимально фазовых
замираний в условиях двух лучевого приема наблюдаются и не минимально
фазовые замирания в условия двух лучевого приема, при которых амплитуда
отраженного сигнала может превышать амплитуду прямого сигнала ЕПР ЕОТР .
При этом в точке приема может наблюдаться увеличение суммарного сигнала
Е ЕПР ЕОТР на 10-15 дБ относительно его номинального значения.
На рисунке 6.2 б изображены спектры сигнала в стволе для случаев противофазного А и синфазного Б прихода прямого и отраженного лучей. На этом
же рисунке для этих двух случаев изображены импульсные характеристики
тракта передачи для прямого и отраженного лучей и суммарного сигнала. При
этом предполагается, что спектр Найквиста сформирован идеально (3.15) и
межсимвольные помехи из-за ограничения спектра сигнала отсутствуют.
Из рисунка 6.2 в следует, что при наличии разности хода прямого и отраженного лучей Δ , как в случае их прихода в противофазе так и в случае
прихода в фазе, появляются межсимвольные помехи. Необходимо отметить,
что из-за случайного изменения разности хода лучей, этот вид межсимвольных
помех изменяется во времени случайным образом.
Межсимвольные помехи, вызванные переходом с синфазной составляющей на квадратурную и наоборот. При отсутствии межсимвольных помех в
отсчетные моменты времени к = 0 (3.14) амплитуда отклика системы на
единичный импульс должна быть равна единице. Любая причина отклонения
амплитуды отклика в отсчетный момент от единицы может быть объяснена
появлением межсимвольной помехи.
На рисунке 6.3 изображены векторные диаграммы сигналов, поясняющие
причины появления данного вида межсимвольных помех. Из рисунка 6.3 видно,
что при формировании рассматриваемой сигнальной точки в модуляторе (см.
раздел 3) использовались уровни +3L по синфазному и +3L по квадратурному
каналам. При этом выходной сигнал имеет амплитуду и фазу
Uс
18,
450 .
с
120
Интерферирующая волна
Прямая волна
Б
A
а
1/
t
A
Б
б
-1/2T
0
Частота
1/2T
-1/2T
1/2T
0
Частота
Прямая волна
Интерферирующая волна
в
Суммарная волна
-2Т -Т
0
Т
2Т
-2Т
Время
-Т
Т
0
Время
2Т
Рисунок 6.2 Появление межсимвольных помех при многолучевом приеме.
121
Q
3
=0
P
3
а
Q
4.1
3
=0
3
1.1
P
б
Рисунок 6.3 Появление межсимвольных помех из-за
переходов между квадратурными составляющими
0
Если фаза опорного сигнала совпадает с фазой приходящего сигнала
рисунок 6.3 а, то проекции пришедшего сигнала на синфазную и квадратурную
оси опорного сигнала так же дадут амплитуды +3L на выходах фазовых
детекторов синфазного и квадратурного каналов
122
UQ
U C sin
UP
U C cos
C
18 sin 45
3,
C
18 cos 45
3
(6.1)
Если же фаза опорного сигнала не точно сфазирована под принимаемый
сигнал например на рисунке 6.3 б
300 , то проекции пришедшего сигнала
получаются уже в другой системе координат, где амплитуда сигнала (длина
вектора) остается без изменения, а фаза этого сигнала в новой системе
координат станет равной
'
C
C
( 300 )
C
300
(6.2)
При этом амплитуды проекции входного сигнала на синфазную и
квадратурную оси будут равны соответственно
UQ' UC sin
'
C
4,1;U P' UC cos
'
C
1,1;
(6.3)
Из (5.1), (5.2) и рисунков 5.3 б и 6.3 следует, что если при восстановлении
фазы опорного сигнала ОП будет присутствовать фазовая ошибка ±Δ , то
даже при отсутствии межсимвольных помех из-за ограничения полосы сигнала
в тракте передачи и из-за многолучевого распространения, а также при отсутствии шумов, помех и искажений, амплитуды откликов в отсчетные моменты
времени будут отличаться от единицы. Такое изменение амплитуды отклика и
можно рассматривать как межсимвольную помеху. Смысл ее в том, что отсчетные моменты символ из синфазного Р канала может создать помеху (изменить амплитуду) при приеме символа в квадратурном канале Q и наоборот.
Межсимвольные помехи, вызванные переходом сигналов с горизонтальной
поляризации на вертикальную и наоборот. Такой вид межсимвольных помех
может возникать только в тех случаях, когда используется поляризационное
уплотнение, т. е. когда на одной частоте передаются модулированные сигналы
двух стволов одного - с горизонтальной другого
- с вертикальной
поляризацией.
Как показано в первом разделе при величине кросс поляризационной
развязки более 35 дБ сигналы двух стволов, в которых передаются сигналы с 64
КАМ, не оказывают мешающего влияния друг на друга рисунок 6.4 а, так как
при этом на выходе приемников сигналов с горизонтальной и вертикальной
поляризацией амплитуды сигналов из-за влияния одной поляризации на другую
не изменяются.
123
ЕВ
ЕВ
ЕВ
В Г
В Г
ЕГ
ЕГ
ЕВ
а
Рисунок
6.4
Появление
межсимвольных помех.
Г
кросс
ЕГ
б
поляризационных
В тракте распространения при появлении селективных замираний сигнала
на данной частоте происходит деполяризация сигналов, в результате которой
уменьшается угол между векторами ЕГ и ЕВ рисунок 6.4 б и снижается величина
кросс поляризационной развязки. В рассматриваемом примере амплитуда
сигнала на выходе приемника сигнала с горизонтальной поляризацией в этом
случае увеличивается и становится равной Е Г=EГ+EВ Г, где Eв Г это
амплитуда дополнительного сигнала из-за перехода с вертикальной
поляризации на горизонтальную.
Из рисунка 6.4б следует, что при деполяризации сигналов даже при
отсутствии межсимвольных помех из-за ограничения полосы, из-за
многолучевости сигнала и из-за перехода с синфазного на квадратурный канал,
а также при отсутствии шумов, помех и искажений амплитуды откликов в
отсчетные моменты времени будут отличаться от единицы. Такое изменение
амплитуды отклика и можно рассматривать как межсимвольную помеху.
Смысл ее в том, что в отсчетные моменты символ из ствола с вертикальной
поляризацией EВ, может создать помеху (изменить амплитуду) при приеме
символа в стволе с горизонтальной поляризацией.
6.2 Принцип работы адаптивного трансверсального эквалайзера
Все рассмотренные виды межсимвольных помех могут быть вычислены и
скомпенсированы с помощью адаптивного трансверсального эквалайзера.
Принцип работы трансверсального эквалайзера можно пояснить используя
структурную схему рисунок 6.5а. На вход трансверсального эквалайзера
поступает цифровой сигнал, соответствующий одному из уровней
многоуровневого сигнала с межсимвольными помехами рисунок 6.5б. Это
видно из импульсной характеристики тракта, где амплитуда сигнала в
отсчетный момент меньше единицы и наличие сигналов в моменты времени
кТ.
124
Вход
Трансверсальный фильтр
-
2
-
1
Выходные
данные
Решающее
Выход
эквалайзера
устройство
-
-
-1
FT
-2
Генератор управляющих сигналов
Опорный сигнал
Сигнал ошибки
а
1,0
-2T
-T
1,0
T
2T
-2T
-T
T
2T
в
б
Рисунок 6.5 Принцип действия адаптивного трансверсального
эквалайзера
Сигнал с межсимвольными помехами поступает на трансверсальный
фильтр, построенный на основе аналоговой линии задержки, имеющей отводы
через интервалы кратные длительности символа Тс с пятью или девятью
отводами. Трансверсальный фильтр с пятью отводами позволяет
компенсировать межсимвольные помехи при принятии решения по текущему
символу от +1, 2 последующих и –1,2 предыдущих символов, а с девятью
отводами от
4 соседних символов. Такая линия задержки позволяет при
приеме текущего символа иметь на всех ее выходах в этот же интервал времени
предыдущие и последующие символы, чтобы они могли участвовать в процессе
компенсации межсимвольных помех, которые они могли внести в амплитуду
отклика в отсчетный момент текущего символа.
Далее в трансверсальном фильтре осуществляется перемножение символов
на 1,2 отводах с сигналами, вырабатываемыми генератором управляющих
сигналов. Эти управляющие сигналы -1, -2, 1, 2 представляют собой не что
иное как величины межсимвольных помех, которые символы S-1, S-2 и S1, S2
могли внести в амплитуду отклика в отсчетный момент текущего символа.
125
Результат перемножения символов S-1,S-2,S1,S2 с управляющими сигналами
-1, -2, 1, 2 подается на сумматор с инверсией. Причем символ So , по которому
принимается решение, подается на сумматор непосредственно с вывода
аналоговой линии задержки.
Сигналы ошибки , из которых вырабатываются управляющие сигналы 1, -2, 1, 2 , получаются на выходе вычитателя, на входы которого поступают
сигналы с выхода трансверсального фильтра (до принятия решения) и с выхода
решающего устройства.
В решающем устройстве задается порог Uпорi , соответствующий
номинальному значению анализируемого уровня на выходе трансверсального
эквалайзера рисунок 5.5 а. Решение принимается в середине текущего символа,
что задается тактовой частотой FT рисунок 6.5б. Если в середине тактового
интервала Uвх Uпорi , то принимается решение о принятии данного i – го
уровня, если же Uвх Uпорi , - принимается решение о принятии i-1 – го уровня.
Основу генератора управляющих сигналов составляет дискретная линия
задержки на основе регистра сдвига. Эта линия задержки расставляет по
времени управляющие сигналы -1, -2, 1, 2 для подачи их на перемножители,
соответствующие символам S-1,S-2,S1,S2 на отводах трансверсального фильтра.
Из рисунка 6.5 следует, что адаптивный трансверсальный эквалайзер
работает по принципу замкнутой системы автоматического регулирования с
минимизацией ошибки
. В результате работы такого эквалайзера
компенсируются межсимвольные помехи и на его выходе отклик канала на
единичный импульс принимает вид, соответствующий отсутствию
межсимвольных помех рисунок 6.5 в.
Принцип работы адаптивного трансверсального эквалайзера можно
пояснить на примере работы корректора Лакки рисунок 6.6.
6.2.1 Вычисление весовых коэффициентов
Рассмотрим подробнее выработку весовых коэффициентов генератором
управляющих сигналов на примере адаптивного корректора Лакки.
Примененный в этом типе адаптивного корректора сигнала (АКС) принцип
определения откликов реакции на единичный элемент, является основным для
многих последующих модификаций и в настоящее время получил наиболее
широкое распространение.
Функциональная схема АКС с четырехзвенной линией задержки
применительно к примеру двухпозиционного видеосигнала изображена на
рисунке 6.6. Видеосигнал со входа АКС проходит через обычный
гармонический корректор, состоящий из аналоговой линии задержки (АЛЗ) с
отводами через тактовый интервал То, регуляторов затухания по отводам Vз и
сумматора.
126
Вх
АЛЗ
T0
T0
V-2
T0
T0
V-1
V1
V2
ТС
Вых
Строб
ПУ
В*i
B€i
*
i
И -1
И -2
И1
T0
И2
А
Л
З
T0
М -2
М -1
М2
М1
Sign
*
i-2
*
i-2
В*i
В*i-1
T0
В*i-3
T0
T0
В*i-4
T0
ДЛЗ
Рисунок 6.6 Адаптивный корректор Лакки.
Поскольку работа АКС в данном случае рассматривается применительно к
передаче двоичного сигнала, выходной дискриминатор, на который поступает
стробированный тактовыми импульсами устройства выделения тактовой
частоты УВТЧ и сигнал от гармонического корректора, представляет собой
пороговое устройство ПУ с нулевым значением порога. Выход ПУ является
информационным выходом приемника. Работа остальных узлов АКС сводится
127
к определению знака реакции частотного тракта на единичный элемент РЕЭ в
каждой из корректируемых точек и на основании полученной информации о
знаке к изменению в определенную сторону затухания по соответствующему
отводу .
Проследим эту работу на примере управления каким-либо одним отводом,
например первым (V1) (принцип регулировки в остальных отводах аналогичен).
Сигнал на входе ПУ в i-ый момент отсчета Bi можно рассматривать, как
суперпозицию неискаженного основного значения передаваемого единичного
элемента Ci, откликов реакции на единичный элемент bs и помехи i. Причем
знак каждого отклика в данный момент определяется знаком РЕЭ в
соответствующей точке siqnbs и знаком породившего эти отклики символа
siqnCi-s:
m
'
i
B
Ci
bs sign (bs ) sign (Ci s )
s
n
s 0
i
.
(6.3)
Чаще всего рассматривается компенсация межсимвольных помех от
одинакового числа предшествующих и последующих символов, т.е. m = n.
'
Символ Bi означает, что отсчетное значение подвержено влиянию внешней
помехи. Выделим в полученной формуле (6.1) слагаемое, содержащее знак
интересующего нас отклика.
m
'
i
B
Ci
bs sign(bs )sign(Ci s ) b1 sign(b1 ) sign(Ci 1 )
i
s n
s 0
s 1
'
i
Ci
где
b1 sign(b1 )sign(Ci 1 )
(6.4)
– величина отклонения, содержащая помеху и все отклики кроме
первого.
Начальная операция, совершаемая в АКС с целью определения знака
отклика РЕЭ, состоит в вычислении ( схема вычитания ) из искаженного от
счетного значения Bi' , его регенерированной оценки
'
i
Bˆi
sign( Bi )
(6.5)
При этом предполагается, что величина ошибки при формировании
оценки невелика.
Итак, с учетом того, что siqn(Bi) = Ci, операция вычитания примет вид:
128
'
i
Bi'
sign( Bi' )
'
i
| b1 | sign(b1 )sign(Bi 1 )
(6.6)
После прохождения i' через двухзвенную аналоговую линию задержки
на одном входе перемножающего устройства М1 имеем:
'
i 2
'
i 2
| b1 | sign(b1 )sign( Bi 3 )
(6.7)
А на втором входе модулятора с учетом прохождения оценки siqn(Bi)
через три звена двоичной линии задержки основного отсчетного значения ДЛЗ
003, получаем siqn(Bi-3). Результатом перемножения сигналов будет:
'
i 2
'
i 2
sign( Bi 3 )
'
i 2
sign( Bi 3 ) | b1 | sign(b1 ) sign( Bi 3 ) 2
sign( Bi 3 ) | b1 | sign(b1 )
(6.8)
Так как первое слагаемое состоит из не коррелированных (или, в общем
случае слабо коррелированных) сомножителей, то в результате последней
операции – усреднения посредством интегратора И1 – получим искомую
информацию о знаке РЕЭ в точке отсчета. На основании информацию о знаке
РЕЭ в точке отсчета будет производиться управление соответствующим
регулятором.
То же выражается математически как:
'
i 2
sign( Bi 3 ) | b1 | sign(b1 ) b1,
(6.9)
так как
'
i 2
sign( Bi 3 ) 0
После вычисления весовых коэффициентов и сложения их в сумматоре с
сигналом при s = 0, происходит компенсация МСИ.
Из рисунка 6.6 следует, что если символы S 1,S 2 были нулем, то после
регуляторов перемножителей V 1,V 2 компенсирующие напряжения будут
равны нулю, если же символы были единицей, то с выхода регулятора
(перемножителя) будут проходить соответствующие управляющие сигналы 1, - 2 . Т.е. в регуляторах (перемножителях) проверяется мог ли данный
символ внести межсимвольную помеху.
6.2.2 Компенсация межсимвольных помех
Рассмотренные трансверсальные эквалайзеры компенсируют два вида
межсимвольных помех, возникающих из-за ограничения полосы передаваемого
сигнала и из-за влияния многолучевости при распространении радиоволн.
129
Для компенсации межсимвольных помех, возникающих из-за переходов с
синфазной составляющей на квадратурную и наоборот, в каждом из потоков
устанавливается второй адаптивный трансверсальный эквалайзер рисунок 6.7,
на который подается цифровой поток Qi из квадратурного канала,
соответствующий тому же уровню, что и поток Рi
Во втором трансверсальном эквалайзере на сумматор 1 не подается
символ So , так как решение в решающем устройстве РУ принимается по
символу So в синфазном канале. На генераторы управляющих сигналов первого
и второго адаптивных трансверсальных эквалайзеров подается один и тот же
сигнал ошибки , который определяется в синфазном канале.
При этом во втором трансверсальном эквалайзере проверяется могли ли
символы S 1,S 2 из квадратурного канала внести межсимвольную помеху в
амплитуду отклика в отсчетный момент принятия решения по символу So в
синфазном канале. В сумматоре
1 второго трансверсального эквалайзера
суммируются межсимвольные помехи от S 1,S 2 символов квадратурного
канала и результат суммирования подается на сумматор 2 , в котором
осуществляется компенсация межсимвольных помех вызванных переходом с
квадратурного канала на синфазный.
Аналогичным образом осуществляется компенсация межсимвольных
помех из-за переходов с синфазного канала на квадратурный. При этом
необходимое число адаптивных трансверсальных эквалайзеров равно
удвоенному числу цифровых потоков по синфазному и квадратурному каналам.
Так для 64 КАМ для компенсации межсимвольных помех, возникающих из-за
ограничения полосы частот, занимаемой сигналом, многолучевого
распространения радиоволн на пролетах и переходов с синфазного канала на
квадратурный и наоборот, необходимо установить 32 адаптивных
трансверсальных эквалайзера.
Для компенсации межсимвольных помех, возникающих из-за переходов с
вертикальной поляризации на горизонтальную и наоборот, при использовании
на радиорелейной линии поляризационного уплотнения, в схему станции на
приемной стороне добавляется демодулятор кросс поляризационного сигнала
(ХДем) и подавитель кросс поляризационных помех (ХРIC).
Структурная схема включения этих двух устройств приведена на рисунке
6.8. Дополнительная задержка, выполняемая с помощью отрезка коаксиального
кабеля в цепи сигнала от кросс поляризационного сигнала, необходима для
фазирования сигналов промежуточной частоты на входах двух демодуляторов.
Эта же задержка осуществляет и фазирование цифровых сигналов на выходах
демодуляторов.
130
Несинфазность сигналов промежуточной частоты и цифровых сигналов на
выходах демодуляторов обусловлена тем, что устройства обработки основного
и кросс поляризационного сигналов разнесены территориально.
Демодулятор кросс поляризационного сигнала ХДЕМ имеет точно такую
же структурную схему, что и основной демодулятор КАМ ДЕМ рисунок 6.9.
Единственным отличием ХДЕМ от КАМ ДЕМ является то, что опорное
напряжение на ХДЕМ подается от основного КАМ демодулятора.
Подавитель кросс поляризационных помех ХРIC имеет точно такую же
схему как и адаптивный трансверсальный эквалайзер. Отличие ХРIC от АТЭ в
том, что сигналы ошибки
на входы генераторов управляющих сигналов
трансверсальных эквалайзеров ХРIC подаются от основного АТЭ рисунок 6.9.
АТЭ
-
FПЧ
КАМ
ДЕМ
От приемника основной
поляризации
UОП
i
ХPIC
ХКАМ
ДЕМ
FПЧ
От приемника
кроссполяризационного
сигнала
Рисунок 6.8 Структурная схема взаимодействия основного и
кроссполяризационного сигналов.
Следующим отличием является то, что во всех 32 трансверсальных
эквалайзерах ХРIC на сумматоры 1 не подаются символы So . В этих
трансверсальных эквалайзерах так же проверяется могли ли символы кросс
поляризационного сигнала привести к появлению межсимвольной помехи.
После сумматора 1 в синфазном канале ХРIC получается величина кросс
поляризационной межсимвольной помехи для синфазного канала основной
поляризации. Эта межсимвольная помеха с инверсией подается на сумматор 3
рисунок 6.7, где и компенсируется.
Таким образом, в сумматорах 1, 2, 3 рисунок 6.7 осуществляется
компенсация всех четырех видов межсимвольных помех, после чего в
решающем устройстве РУ принимается решение о принятом уровне.
131
XPIC
вход
X ДEM
Канал Р
8
УПЧ
Вход ПЧ
ФДР
ПФ
УПТ
АЦП
Фильтр
Р
8
Генератор
8
ФДQ
Вход UОП от
КAM ДEM
УПТ
АЦП
/2
к АТЭ
Канал Q
Фильтр
Фильтр
8
Фильтр
от АТЭ
Рисунок 6.9 Структурная схема кроссполяризационного демодулятора и подавителя
кроссполяризационных межсимвольных помех.
132
После принятия решения о принятом уровне сигнала рисунки 6.10 и 6.11,
соответствующий уровень поступает на АЦП, в котором в соответствии с
таблицей 6.1 преобразуется в одно из восьми состояний трех цифровых потоков
(для 64 КАМ) по синфазному Р1Р2Р3 и квадратурному Q1Q2Q3 каналам.
Преобразование восьмиуровневого сигнала в АЦП Таблица 6.1
№
Входной
Выходные сигналы в каналах P(Q)
сигнал АЦП
P1(Q1)
P2(Q2)
P3(Q3)
1
7L
0
0
0
2
5L
0
0
1
3
3L
0
1
0
4
1L
0
1
1
5
-1L
1
0
0
6
-3L
1
0
1
7
-5L
1
1
0
8
-7L
1
1
1
В управляющую логику 2 рисунок 6.7 поступают сигналы различных
цифровых потоков (уровней) до и после принятия решения. На основе этих
сигналов и вырабатываются сигналы ошибки i, (по восемь значений для
синфазного и квадратурного каналов), которые подаются на генераторы
управляющих сигналов АТЭ и ХРIC.
В этой же управляющей логике анализируются «глазковые» диаграммы в
каждом из каналов Р и Q и на основе проведенного анализа (см. раздел 3)
вырабатываются управляющие сигналы для автоматической регулировки УПЧ,
УПТ и фазовой автоподстройки генератора опорного сигнала в демодуляторе.
В управляющей логике на основе раздельного анализа «глазковых»
диаграмм в синфазном и квадратурном каналах фиксируется знак отклонения
принятого уровня от номинального значения в момент принятия решения.
Поскольку при 64 КАМ анализируется восьмиуровневый сигнал, то при
фиксации положительного и отрицательного отклонения принятого сигнала,
получается шестнадцать различных состояний рисунок 6.12. Такое количество
состояний можно закодировать четырехразрядным двоичным кодом и передать
с помощью четырех двоичных цифровых потоков. Такие дополнительные
четыре цифровых потока передаются в многоуровневый декодер вместе с тремя
информационными цифровыми потоками как по синфазному так и по
квадратурному каналам рисунки 6.7 и 6.10.
133
Р
4
8
Р4 – Р7
РУ1
РУ2
РУ3
РУ4
РУ5
РУ6
РУ7
РУ8
РУ1
РУ2
РУ3
РУ4
РУ5
РУ6
РУ7
Q
8
РУ8
7L
5L
7L
5L
3L
5L
3L
1L
3L
1L
-1L
1L
-1L
-3L
-1L
-3L
-5L
-3L
-5L
-7L
-5L
-7L
Р1
АЦПР
Р2
Р3
К
многоу
ровнев
ому
декоде
ру
7L
5L
7L
5L
3L
5L
3L
1L
3L
1L
-1L
1L
-1L
-3L
-1L
-3L
-5L
-3L
-5L
-7L
-5L
-7L
Q1
АЦПQ
Q2
Q3
Q4 – Q7
4
Рисунок 6.10 Обработка сигналов на выходе адаптивного трансверсального
эквалайзера.
134
U(t)
7L
РУ1
6L
5L
РУ2
U ПОР2
4L
3L
РУ3
U ПОР3
2L
1L
U ПОР1
РУ4
U ПОР4
0
-1L
РУ5
U ПОР5
-2L
-3L
РУ6
U ПОР6
-4L
-5L
РУ7
U ПОР7
-6L
-7L
t
РУ8
а
7L
РУ1
U ПОР1
5L
7L
U ПОР1
РУ2
5L
U ПОР2
3L
б
Рисунок 6.11 Принцип работы решающих устройств.
135
+
-
0000
0001
+
+
-
0010
0011
1L
+
-
0110
0111
-1L
+
-
1000
1001
-3L
+
-
1010
1011
-5L
+
-
1100
1101
-7L
+
-
1110
1111
7L
5L
3L
0100
0101
Рисунок 6.12 Формирование четырех дополнительных
цифровых потоков.
Контрольные вопросы
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
Поясните причины появления межсимвольных помех
Поясните образование межсимвольных помех при многолучевом приеме
Поясните принцип работы адаптивного трансверсального эквалайзера
Поясните принцип вычисления весовых коэффициентов для компенсации
межсимвольных помех на примере корректора Лакки
Поясните принцип компенсации межсимвольных помех в корректоре Лакки
Поясните принцип компенсации межсимвольных помех, возникающих из-за
неточности восстановления опорного напряжения в демодуляторе
Поясните принцип компенсации межсимвольных помех, возникающих из-за
переходов с вертикальной поляризации на горизонтальную и наоборот
Поясните принцип получения и назначение семи цифровых потоков по
синфазному и квадратурному каналам на выходе АТЭ
Список литературы
1. Носов В.И. Основы построения радиорелейных линий синхронной
цифровой иерархии. Учебное пособие. УМО по специальности связь. –
Новосибирск.: СибГУТИ, 1999. – 98 с.
136
2. SDH Digital Microwave Radio System. System Handbook, vol. 1,2. – NEC,
Japan. 1995.
3. SDH Digital Microwave Radio System. Instruction Manual, vol. 1,2,3,4,5. –
NEC, Japan. 1995.
137
7 МНОГОУРОВНЕВЫЙ ДЕКОДЕР
Структурная схема многоуровневого декодера приведена на рисунке 7.1.
На вход многоуровневого декодера с выхода адаптивного трансверсального
эквалайзера поступают по три информационных двоичных цифровых потока по
синфазному Р1Р2Р3 и квадратурному Q1Q2Q3 каналам и по четыре
вспомогательных (служебных) цифровых потока Р4Р5Р6Р7 по синфазному
каналу и Q4Q5Q6Q7 по квадратурному каналу.
В многоуровневом декодере вначале производится преобразование (де
размещение - demapping) шести входных информационных потоков
Р1Р2Р3Q1Q2Q3 в шесть цифровых потоков d6d5d4d3d2d1, из которых потоки d2 и d1
имеют избыточные биты, а потоки d6d5d4d3 состоят только из информационных
бит. Затем в MLCM декодере с использованием избыточных бит
осуществляется обнаружение и исправление ошибок.
После исправления ошибок шесть потоков d6d5d4d3d2d1 поступают на
первый преобразователь скорости, в котором удаляются избыточные биты в
первом d1 и втором d2 потоках и суммарная скорость цифрового потока
уменьшается на 10 Мбит/с, т.е. здесь удаляется блок FEC рисунок 1.11. В этом
же преобразователе скорости осуществляется деперемежение бит, в результате
чего шесть цифровых потоков d6d5d4d3d2d1 преобразуются в восемь
параллельных цифровых потоков.
Восемь цифровых потоков поступают на дескремблер, состоящий из
генератора псевдослучайной последовательности с восьмью выходами и
восьми сумматоров по модулю два. В дескремблере из цифрового сигнала
удаляется псевдослучайная последовательность, которая выполнила свои
функции при выделении тактовой частоты в демодуляторе и при обеспечении
электромагнитной совместимости в тракте распространения на пролете.
После десклемблера цифровой сигнал восьмью потоками поступает на
выделитель дополнительного заголовка радиоцикла, в котором выделяются
служебные каналы общей скоростью 4,24 Мбит/с. Это: дополнительный
цифровой поток 2,048 Мбит/с, пять служебных каналов данных по 64 Кбит/с
каждый и канал, связывающий приемник и передатчик ствола на пролете для
осуществления автоматической регулировки мощности передатчика при
замираниях сигнала.
После расформирования дополнительного заголовка радиоцикла сигнал
восьмью потоками поступает на второй преобразователь скорости, где
устраняются биты, которые были заняты служебными сигналами
дополнительного заголовка радиоцикла. После этого преобразователя скорости
суммарная скорость цифрового сигнала становится равной 155, 520 Мбит/с, т.е.
скорости синхронного транспортного модуля STM-1, который поступает на
вход безобрывного переключателя рабочего ствола на резервный.
138
P
1
2
3
4
5
6
7
1
2
3
4
5
6
7
Q
Деразме
щение и
декодер
FT
Пр-ль
скорости
и
депереме
жение
RFCOH
DEMUX
Пр-ль
скорости
К
безобрыв
ному
переклю
чателю
FT
FT
FT
ГУН1
ГУН2
Пр.ЦСС
ГПСП
ГЦС2
2М
64К 5
ГЦС1
АРМП
Переключ.
Рисунок 7.1 Структурная схема многоуровневого декодера
139
Работой генератора псевдослучайной последовательности десклемблера,
выделителя дополнительного заголовка радиоцикла и второго преобразователя
скорости управляет генератор циклового синхросигнала ГЦС1, который
синхронизируется под начало цикла принимаемого цифрового сигнала с
помощью приемника циклового синхросигнала Пр.ЦСС.
7.1 Устройство обнаружения и исправления ошибок.
Структурная схема устройства обнаружения и исправления ошибок приведена
на рисунке 7.2.
P4 – P7
Q4 – Q7
d6
d5
P1
d4
P2
D6
D5
Решающее
устройство
2
D4
d3
D3
P3
Деразмеще
d2
ние
1
Декодер
четности
Диф.
D2
Декодер
Q1
Q2
4
Q3
d1
D1
Декодер
Витерби
3
Рисунок 7.2 Устройство деразмещения входных сигналов и
исправление ошибок
На входах устройства обнаружения и исправления ошибок приходят по
семь цифровых потоков Р1Р2Р3Р4Р5Р6Р7 по синфазному и Q1Q2Q3Q4Q5Q6Q7 по
квадратурному каналам. По три информационных потока Р1Р2Р3 и Q1Q2Q3
получены в синфазном и квадратурном каналах соответственно на выходах
адаптивного трансверсального эквалайзера рисунок 6.10, где в аналоговоцифровых преобразователях принятых восемь уровней преобразуются в три
цифровых потока таблица 6.1.
В управляющей логике 2 в адаптивном трансверсальном эквалайзере
рисунок 6.7 фиксируется знак отклонения принятого уровня от его
номинального значения перед принятием решения. Эта информация передается
140
четырьмя служебными двоичными цифровыми потоками Р4Р5Р6Р7 по
синфазному и Q4Q5Q6Q7 по квадратурному каналам.
Операция
обратная
размещению
(mapping),
проведенному
в
многоуровневом кодере при 64-КАМ таблица 3.4, деразмещение (demapping)
осуществляется на входе устройства обнаружения и исправления ошибок
рисунок 7.2. В устройстве demapping шесть входных информационных потоков
Р1Р2Р3Q1Q2Q3 преобразуются в шесть потоков d6d5d4d3d2d1 согласно кодовой
таблице 3.4 для 64-КАМ.
В полученных шести потоках d6d5d4d3d2d1 избыточные биты есть в первом
d1 цифровом потоке со скоростью R=3/4 и во втором d2 цифровом потоке со
скоростью R=11/12, таблица 2.3. Эти избыточные биты были заполнены
символами «0» или «1» в сверточном кодере для потока d1 и в кодере проверки
на четность для потока d2 в многоуровневом кодере на передающей стороне
рисунок 2.13.
Поток d1 с выхода устройства demapping поступает на декодер Витерби,
который позволяет обнаружить
и исправить одиночные ошибки в
информационных символах закодированных сверточным кодом.
При сверточном кодировании преобразование информационных
последовательностей в кодовые происходит непрерывно. Кодер двоичного
сверточного кода рисунок 2.14 содержит регистры сдвига на m разрядов (в
данном случае m=3) и сумматоры по модулю 2 для образования кодовых
символов i1i2i3r. Входы сумматоров по модулю 2 соединены с определенными
разрядами регистров сдвига.
В общем случае скорость кода R=к/n, где к - число информационных
символов, поступающих за один такт на вход кодера, n - число
соответствующих им символов на выходе кодера. В примере на рисунке 2.14
R=3/4. В дальнейшем работу сверточного кодера и декодера Витерби
рассмотрим на наиболее простом примере для скорости R=1/2 рисунок 7.3а.
V1
(i)
Вход
S1
S2
S3
V2
(r)
Рисунок 7.3а Структурная схема кодера для R=1/2
141
Сверточный кодер как конечный автомат
диаграммой состояний.
S1 S 2
с памятью описывают
00,01,10,11
(7.1)
Диаграмма состояний представляет собой направленный граф, число
вершин которого равно числу состояний (7.1), а ребра графа описывают все
возможные переходы из одного состояния в другое, а также символы выходов
кодера, сопровождающие эти переходы. Пример диаграммы показан на рисунке
7.3. В кружках, соответствующих вершинам графа, указаны состояния кодера.
Диаграмма соответствует графу с направленными ребрами (направление
перехода указано стрелками) и петлями, когда в результате перехода кодер
остается в том же состоянии. Возле ребер и петель показаны символы на
выходе кодера V1V2, соответствующие каждому переходу таблица 7.1
00
00
11
11
00
10
01
10
01
01
11
10
Рисунок 7.3 Диаграммы состояний кодера
Диаграмма построена следующим образом. В начальный момент времени
все ячейки регистра кодера устанавливаются в нулевое состояние S1S2S3=000.
Состояния кодера
№
Вход
S1
0
0
0
1
1
1
2
0
0
3
1
1
4
1
1
S2
0
0
1
0
1
142
S3
0
0
0
1
0
V1
0
1
1
0
0
Таблица 7.1
V2
0
1
0
0
1
При поступлении на вход символа U=1 кодер переходит в состояние
S1S2= 10 и на выходе кодера будут сформированы символы V1V2=11. На
диаграмме рисунок 7.3 этот переход изображен ребром 11 из вершины 00 в
вершину 10. Далее при поступлении символа U=0 кодер переходит из
состояния S1S2=10
в состояние S1S2=01 и на выходе кодера будут
сформированы символы V1V2=10. На диаграмме этот переход обозначен
ребром 10 из вершины 10 в вершину 01. Если затем на вход поступит символ
U=1, то кодер перейдет из состояния S1S2=01 в состояние S1S2=10 и на выходе
кодера будут сформированы символы V1V2=00. На диаграмме это переход
обозначен ребром 00 из вершины 01 в вершину 10. Построение диаграммы
заканчивается, когда получены все возможные переходы (ребра) из каждого из
четырех состояний (вершин) во все остальные. Ребро в виде петли появляется в
том случае, если после прихода очередного символа состояние кодера (S1S2) не
изменяется.
Для расчетов помехоустойчивости используют модифицированную
диаграмму рисунок 7.4, которую получают расчленяя (разрывая) исходную
диаграмму рисунок 7.3 в состоянии 00. Переходы маркируют переменными
D k N е , где к – число единиц в наборе выходных символов V1V2,
соответствующих данному переходу;  0 , если переход соотвествует
поступлению на вход информационного символа U=0, и  1 , если переход
соответствует поступлению U=1. Например, переходу из состояния S1S2=00 в
состояние S1S2=10 соответствует набор символов V1V2=11. Этот переход на
модифицированной диаграмме обозначают как D2N. В результате
модифицированная диаграмма состояний содержит 7 ребер и петель, которые
соединяют 5 вершин графа, поэтому такой код обозначают (7,5).
DN
11
D
DN
D
D2N
00
01
01
10
D2
N
Рисунок 7.4 Модифицированные диаграммы состояний
кодера
143
00
Из диаграммы состояний рисунок 7.4 следует, что данный сверточный
кодер осуществляет преобразование входного цифрового потока в следующем
виде
Взаимосвязь входного и выходного сигналов кодера
вход кодера
выход кодера
1011…
11100001…
Таблица 7.2
Если осуществить развертку диаграммы состояний рисунок 7.4 во времени, то
получится решетчатая диаграмма сверточного кода рисунок 7.5. На решетчатой
диаграмме состояния кодера показаны узлами, а переходы между состояниями
соединяющими их линиями (ветвями). После каждого перехода из одного
состояния в другое происходит смещение на один шаг вправо. Решетчатая
диаграмма представляет все разрешенные пути, по которым может
продвигаться кодер при кодировании. Штриховой линией на рисунке 7.5
показан путь по решетке 11100001…, соответствующий поступлению на вход
кодера двоичной последовательности 1011…таблица 7.2.
00
00
00
11
00
00
11
11
11
11
10
11
00
00
10
10
11
01
01
01
Состояния
01
01
10
11
01
10
Рисунок 7.5 Решетчатая диаграмма кода
Наиболее распространенным алгоритмом декодирования сверточных кодов
является алгоритм максимального правдоподобия, предложенный А.Витерби.
При декодировании по критерию максимального правдоподобия выбирают
такую последовательность сигналов и однозначно связанную с ней
последовательность ветвей, которая обеспечивает минимум суммы метрики
144
декодированного пути МП. Метрика пути содержит в качестве слагаемых
метрики ветвей
L 1
МП
МВi
(7.2)
t 0
В канале с гауссовским шумом метрика ветви пропорциональна квадрату
Евклидова расстояния между вектором принимаемой суммы сигнала и помехи
и вектором сигнала, соответствующего ветви кода. В дискретном канале для
оценки расстояний используют метрику Хэмминга.
Периодическая структура решетчатой диаграммы существенно упрощает
сравнение и выбор путей с минимальной суммой метрик ветвей (7.2). Пути с
наименьшей метрикой называются выжившими. В соответствии с алгоритмом
Витерби сравнение и отбрасывание отрезков путей производится периодически
на каждом шаге декодирования.
Рассмотрим декодирование кода (7,5) рисунок 7.4, символы которого
таблица 7.2 передаются по дискретному каналу. В этом случае метрика ветви
МВ равна расстоянию Хэмминга между набором входных символов Z1Z2 на
входе декодера и набором символов V1V2, соответствующих данной ветви на
решетчатой диаграмме.
На рисунке 7.6 показано развитие процесса декодирования символов кода
(7,5). На вход декодера поступают пары символов из канала Z1Z2=11100001…
Вх. сигнал
11
10
2
00
0
00
01
1
00
2
0
00
1
00
3
00
2
2
11
11
0
10
0
11
1
11
0
3
0
01
0
1
1
11
00
10
3
1
Выжив
шие
пути
3
00
1
10
0
11
2
3
2
2
01
Состояния
11
2
2
01
01
10
1
3
01
01
10
1
Рисунок 7.6 Процесс декодирования кода (7,5) по
алгоритму Витерби
145
1
1
1
Цифрами около ветвей обозначены метрики ветвей, цифры в кружках
обозначают метрики состояний. В начальный момент времени полагаем, что
декодер находится в состоянии 00 и исходная метрика состояния МС(00)=0.
Если из канала поступили символы Z1Z2=11, то метрики двух ветвей,
выходящих из этого состояния МВ(00)=2, так как метрика Хэмминга для этого
пути равна:
z1 z2 11
v1v2
00
(7.3)
d 11 2
А метрика ветви МВ(11)=0. Это отмечено на первом шаге декодирования.
Так как других ветвей из состояния 00 нет (смотри рисунок 7.6), то
метрики этих состояний принимаются равными метрикам входящих ветвей
МС(00)=2, МС(10)=0. Аналогично и на следующем шаге, когда из канала
поступают символы Z1Z2=10. При этом метрика ветви МВ(00)=1, МВ(11)=1,
МВ(10)=0, МВ(01)=2.
Метрики состояний на этом шаге определяются теперь как суммы метрик
входящих ветвей с метриками предыдущих состояний МС(00)=2+1=3,
МС(10)=2+1=3, МС(01)=0+0=0, МС(11)=0+2=2. На этом развитие решетчатой
диаграммы заканчивается, так как охвачены все четыре возможные состояния
кодера S1S2=00,01,10,11.
Далее алгоритм периодически повторяет один основной шаг. В момент
времени t в памяти декодера хранятся метрики состояний, вычисленных на
предыдущем шаге: MC(00)i 1, MC(01)i 1, MC(10)i 1, MC(11)i 1 . По принятым
канальным символам Z1Z2 производится вычисление метрик ветвей МВ(00)(i),
МВ(11)(i), МВ(01)(i), МВ(10)(i) и формирование четырех новых метрик состояний
МС(00)(i), МС(01)(i), МС(10)(i) , МС(11)(i) по следующему правилу.
К каждому новому состоянию ведет два пути. Например, к состоянию 00
ведут пути из состояний 00 и 01 (рисунок 7.6). Декодер вычисляет метрики
путей как суммы метрик предыдущих состояний и метрик входящих ветвей
MC (00)
(i )
MC (01)(i )
MC (10)
(i )
MП (00)(i )
MC (00)( i
1)
MВ(00)( i )
MП (00)(i )
MC (01)(i
1)
MВ(11)(i )
MП (01)(i )
MC (10)(i
1)
MВ(10)(i )
MП (01)(i )
MC (11)(i
1)
MВ(01)( i )
,
MП (10)(i )
MC (00)(i
1)
MВ(11)( i )
MП (10)(i )
MC (01)(i
1)
MВ(00)(i )
146
,
,
MC (11)
(i )
MП (11)(i )
MC (10)(i
1)
MВ(01)(i )
MП (11)(i )
MC (11)(i
1)
MВ(10)(i )
.
(7.3)
Далее производят попарное сравнение метрик путей, входящих в каждое
состояние (пары показаны в (7.3) фигурными скобками). В результате
сравнения выбирают меньшую метрику и ее считают метрикой данного
состояния для последующего шага декодирования. Путь, входящий в данное
состояние с меньшей метрикой, считают выжившим. На рисунке 7.6 отрезки
выживших путей показаны сплошными линиями. Пути, входящие в состояние с
большими метриками, считают оборванными. Они показаны на решетчатой
диаграмме штриховыми линиями.
Таким образом, декодер прослеживает по кодовой решетке путь, имеющий
минимальное расстояние от пути, который генерирует кодер. Так в
рассматриваемом примере выжившим путем будет считаться путь с
минимальной метрикой, который принимается за путь кодера и выдает на
выходе декодера двоичную последовательность 1011, т.е. ту, которая была на
входе сверточного кодера.
При наличии одиночных ошибок декодер находит правильный путь и
таким образом производит исправление ошибок, возникших в канале в
последовательности Z1Z2. При этом кодер определяет местоположение
ошибочного символа во входном цифровом потоке.
Если же кодер не находит правильный путь, то на его выходе возникает
пакет ошибок.
Цифровой поток d2 рисунок 7.2 с выхода устройства demapping через
устройство задержки на время обработки сигнала в декодере Витерби потока d1
поступает на декодер проверки на четность. В этом декодере последовательный
блок из двенадцати символов преобразуется в параллельный и все 12 символов
подаются на сумматор по модулю два. Если на выходе сумматора получится
ноль, то количество единиц в блоке четное и ошибки в тракте передачи в этом
блоке не произошло. Если же на выходе сумматора получится единица, т.е.
число единиц в блоке нечетное, то фиксируется наличие ошибки символа в
одном из двенадцати символов.
Из рисунка 7.2 следует, что результат декодирования потока d1 в декодере
Витерби используется в декодере четности потока d2 и при принятии решения
по потокам d3-d6. Результат декодирования потока d2 в декодере четности так
же используется при принятии решения по потокам d3-d6. Кроме того, при
принятии решения в потоках d3-d6 используются четыре дополнительных
потока Р4-Р7 по синфазному и Q4-Q7 по квадратурному каналам. Эти потоки
несут информацию о знаке отклонения принимаемого уровня от номинального
значения перед принятием решения о принятом уровне на выходе адаптивного
транверсального эквалайзера.
Рассмотрим процедуру исправления ошибок в потоках d2-d6. Из кодовой
таблицы для 64 КАМ и рисунка 7.7 следует, что ошибка при приеме сигнальной
точки под номером 19 произойдет, если под воздействием шумов, помех и
147
искажений она переместится за пределы квадрата со стороной d, построенного
вокруг этой точки.
Если эта сигнальная точка будет смещена на расстояние меньшее 2d , то
будет зафиксирована одна из соседних сигнальных точек под номерами
11,18,20 или 27. Если же эта сигнальная точка будет смещена на расстояние
больше, чем 2d по одной из диагоналей, то будет зафиксирована одна из
сигнальных точек, расположенных по диагонали от рассматриваемой
сигнальной точки 19-точки 10,12, 26 или 28.
Q
7L
25
17
5L
26
18
3L
27
19
1L
28
20
б
а
9
1
10
2
11
3
12
4
P
1L
3L
5L
7L
Рисунок 7.7 Возникновение ошибки в потоке d1 а и в потоке d2 б при
приеме сигнальной точки 19
Входные цифровые информационные потоки многоуровневого кодера Р1Р3 и Q1-Q3 по синфазному и квадратурному каналам, соответственно, и
выходные
потоки
d1-d6
устройства
demapping,
соответствующие
рассматриваемым сигнальным точкам на фазово-амплитудной плоскости
рисунок 7.7, приведены в таблице 7.3.
148
19
11
27
18
20
10
12
26
28
Р1
0
0
0
0
0
0
0
0
0
Цифровые потоки для сигнальных точек
Р2
Р3 Q1 Q2 Q3
d6
d5
d4
1
0
0
1
0
0
0
1
1
0
0
0
1
0
1
1
1
0
0
1
1
0
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
1
1
0
1
0
0
0
0
0
1
0
0
1
1
1
1
1
1
0
0
1
0
1
0
0
1
0
1
1
1
0
1
1
1
0
1
1
0
0
0
d3
1
1
0
1
1
1
1
0
0
Таблица 7.3
d2
d1
0
0
0
1
0
1
1
1
1
1
1
0
1
0
1
0
1
0
Как следует из таблицы 7.3 принятое в данной радиорелейной системе
избыточное кодирование позволяет исправлять только наиболее вероятные
ошибки, соответствующие приему вместо переданной сигнальной точки, в
данном примере под номером 19, одной из соседних точек под номерами 11,18,
20 и 27.
Это связано с тем, что при приеме этих сигнальных точек происходит
ошибка в первом потоке d1, которая благодаря наличию в нем избыточного
кодирования со скоростью R=3/4, может быть обнаружена и исправлена.
Известно, что исправление ошибки производится инвертированием
информационного бита, в котором произошла ошибка. Следовательно, для
того, чтобы исправить ошибку необходимо определить ее местоположение в
цифровом потоке.
Из таблицы 7.3 следует также, что при принятом способе избыточного
кодирования ошибки, соответствующие приему вместо переданной сигнальной
точки, в данном примере под номером 19, одной из ближайших точек по
диагонали под номерами 10,12,26 или 28, не могут быть исправлены. Так как в
этих случаях нет ошибки в первом цифровом потоке d1 и местоположение
ошибки не может быть обнаружено.
Итак, рассмотрим последовательность исправления ошибок в потоках d2d6 при приеме вместо переданной сигнальной точки 19 одной из соседних
точек 11,18,20 или 27. Предположим, что вместо 19 сигнальной точки принята
сигнальная точка под номером 18. Эта точка соответствует уровням +5L по
синфазному и +3L по квадратурному каналам. Перед принятием решения по
принятому уровню на выходе адаптивного трансверсального эквалайзера с
большой вероятностью по синфазному каналу было занижение уровня +5L. Эта
информация передается в многоуровневый декодер в потоках Р4-Р7.
Декодер Витерби в потоке d1 определяет ошибку и ее местоположение и
исправляет ее. В декодере четности также обнаруживается ошибка в блоке из
одиннадцати информационных символов в потоке d2, но не определяется ее
местоположение. Согласно таблице 2.3 ошибочным символом в потоке d2 с
большой вероятностью будет символ, расположенный над ошибочным
149
символом в потоке d1, так как блок из шести символов расположенных в
столбце таблицы соответствует одной сигнальной точке.
В соответствии с рисунком 7.1 происходит исправление ошибочного
символа в потоке d2. Если декодер Витерби в потоке d1 и декодер четности в
потоке d2 обнаруживают ошибки, то с большой вероятностью можно
утверждать, что произошла ошибка при приеме сигнальной точки. В
решающем устройстве для потоков d3-d6 с помощью потоков Р4-Р7 в данной
ситуации принимается решение, что вместо сигнальной точки под номером 18
нужно зафиксировать сигнальную точку под номером 19. В результате такого
решения в потоках d6d5d4d3 кодовая комбинация 0001, соответствующая
сигнальной точке 18, заменяется на кодовую комбинацию 0011,
соответствующую точке 19.
Аналогичные действия производятся при приеме сигнальной точки под
номером 20 и в результате решения в потоках d6d5d4d3 кодовая комбинация
1111, соответствующая сигнальной точке 20, заменяется на кодовую
комбинацию 0011, соответствующую сигнальной точке 19.
Теперь предположим, что вместо 19 сигнальной точки принята сигнальная
точка под номером 11. Эта точка соответствует уровням +3L по синфазному и
+5L по квадратурному каналам. Перед принятием решения по принятому
уровню на выходе адаптивного трансверсального эквалайзера с большой
вероятностью по квадратурному каналу было занижение уровня +5L. Эта
информация передается в многоуровневый декодер в потоках Q4-Q7.
Декодер Витерби в потоке d1 определяет ошибку, ее местоположение и
исправляет ее. При этом в декодере четности не обнаруживается ошибка в
блоке из одиннадцати информационных символов в потоке d2. Этот факт
указывает на то, что смещение принимаемой сигнальной точки произошло в
одну из соседних точек по квадратурной оси.
В этом случае в потоке d2 не осуществляется исправление символа и
информация об этом передается в решающее устройство для потоков d3-d6. В
этом решающем устройстве с помощью потоков Q4-Q7 в данной ситуации
принимается решение, что вместо сигнальной точки под номером 11 нужно
зафиксировать сигнальную точку под номером 19. В результате такого решения
в потоках d6d5d4d3 кодовая комбинация 0111, соответствующая сигнальной
точке 11, заменяется на кодовую комбинацию 0011, соответствующую точке
19.
Аналогичные действия производятся при приеме сигнальной точки, под
номером 27 и в результате решения в потоках d6d5d4d3 кодовая комбинация
0010, соответствующая сигнальной точке 27, заменяется на кодовую
комбинацию 0011, соответствующую точке 19.
Таким образом, реализованный в рассматриваемой аппаратуре кодем
(кодер и модулятор), в котором избыточное кодирование введено с учетом
расположения сигнальных точек на фазово-амплитудной плоскости
модулятора, позволяет при малой избыточности кода 10Мбит/с/ 165Мбит/с 6%
получить высокую исправляющую способность. Так, если без введения
150
корректирующего кода (FEC) вероятность ошибки в стволе составляет рош=10-6,
то с введением такого корректирующего кода – рош 10-9.
7.2 Обработка сигнала в многоуровневом декодере
На выходе декодера четности в потоке d2 рисунок 7.1 установлен
дифференциальный декодер или декодер относительности. Принципиальным
недостатком всех способов формирования опорного сигнала несущей из
принимаемого М-ФМ, М-КАМ сигнала является неоднозначность фазы
выделенной несущей. Порядок неоднозначности равен числу фаз принимаемого
сигнала, так как формируемая немодулированная несущая (опорный сигнал для
фазового демодулятора) может засинхронизироваться под любое из состояний
фаз модулированного сигнала. При М-ФМ порядок неоднозначности равен
позиционности модуляции. При 16 КАМ число фаз сигнала равно 12, при 32
КАМ – 28, а при 64 КАМ – 52 значения фаз.
При двухпозиционной фазовой модуляции 2-ФМ возможны скачки фазы
опорного сигнала на 1800 и при этом наблюдается так называемая «обратная
работа», когда на выходе демодулятора переданные символы появляются в
инверсном виде рисунок 7.8.
При многопозиционной модуляции картина будет намного сложнее. Так на
рисунке 7.9 приведены примеры для смещения опорного сигнала на = 450
относительно его номинального положения. Из рисунка видно, что при этом
увеличивается количество проекций принятых сигнальных точек на
квадратурную Р' и синфазную Q' оси. Так, вместо четырех уровней при =0при
=450 количество проекций на оси Р' и Q' составляет 6, с амплитудами 1,41L, .
2,83L, 4,24L.
Таким образом, при смещении фазы опорного сигнала относительно его
номинального значения =0 происходит неправильная фиксация уровней и
следовательно возникают ошибки на выходах фазовых детекторов. Для
устранения этих ошибок используется дифференциальное (относительное)
кодирование цифровых потоков на входе модулятора и их относительное
декодирование на выходе демодулятора.
Функциональные схемы относительного кодера и декодера приведены на
рисунке 7.10. Кодер и декодер состоят из устройства вычисления суммы
символов по модулю численно равному количеству фаз входного сигнала и
элемента задержки символов на один такт. В системах с двухпозиционной ФМ
функции сумматора и вычитающего устройства выполняет сумматор по
модулю два.
Для каналов с многопозиционной ФМ и КАМ относительное кодирование
и декодирование реализуют устройствами с двоичным представлением Mичных символов.
После обработки сигналов шести цифровых потоков d1-d6 в декодерах они
поступают на первый преобразователь скорости, в котором скорость
понижается на 10 Мбит/с, т.е. удаляются избыточные биты в потоках d1 и d2,
151
которые были использованы для обнаружения и исправления ошибок. Кроме
того, в этом преобразователе скорости осуществляется преобразование шести
цифровых потоков в восемь.
а
t
00
1800
1800
00
00
1800
б
t
в
t
г
t
д
t
е
t
00
00
1800
00
1800
00
ж
t
з
t
и
t
Рисунок 7.8 «Обратная» работа эпюры а,б,в,г и еѐ устранение при
дифференциальном кодировании эпюра е и декодировании эпюра и
для 2-ФМ
152
При этом два блока символов светлый и серый в шести потоках таблица 2.3
преобразуется в один блок, в котором светлые и серые символы располагаются
рядом таблица 2.2. В этом случае осуществляется операция обратная
перемежению символов, в многоуровневом кодере, т.е. деперемежение
символов.
Деперемежение позволяет преобразовать пакеты ошибок , которые могут
появляться на выходе декодера Витерби, в одиночные ошибки, которые могут
быть устранены корректирующими кодами с небольшой избыточностью в
оконечных устройствах обработки цифрового сигнала.
С выхода первого преобразователя скорости восемь цифровых потоков
поступают на дескремблер состоящий, как и скремблер, из восьми сумматоров
по модулю два и генератора псевдослучайной последовательности с восьмью
выходами. В качестве генератора псевдослучайной последовательности
используется пятнадцатиразрядный регистр сдвига , который устанавливается
от управляемого генератора циклового синхросигнала дополнительного
заголовка радио цикла.
Q
4,24L
Q
13
9
3L
2,83L
P
4,24L
5
1
2,83L
1,41L
=450
1,41L
14
10
1L
6
2
P
-3L
-1L
15 -1,41L
1L
11
-1L
3L
7
-2,83L
-4,24L
16
-1,41L
3
-2,83L
12
-3L
8
-4,24L
4
Рисунок 7.9 Изменение амплитуд и знаков проекций сигнальных точек
при смещении фазы опорного сигнала на 450 относительно номинального
значения при 16-КАМ
Этот генератор вырабатывает восьмиразрядный цикловой синхросигнал,
структура которого определяется переключателем идентификатора ствола,
который должен быть установлен в тоже положение, что и переключатель в
многоуровневом кодере.
153
Десклемблер удаляет из цифровых сигналов псевдослучайную
последовательность, которая была введена в многоуровневом кодере для
устранения длинных последовательностей нулей и единиц, что увеличило
объем информации о тактовой частоте и позволило улучшить
электромагнитную совместимость передатчика данного ствола с другими
радиосредствами, работающими в этой же полосе частот.
mod M
mod M
Вх.
Вых.
Вх.
Вых.
T
T
а
б
Рисунок 7.10 Структурная схема дифференциального кодера а и
декодера б
Поскольку свои функции псевдослучайная последовательность выполнила
при выделении тактовой частоты в КАМ демодуляторе и при прохождении
радиосигнала в тракте распространения на пролете, ее необходимо удалить.
Процесс удаления псевдослучайной последовательности изображен на рисунке
7.11.
x(t)
z(t)
z(t)
ГПСП
x(t)
ГПСП
а
б
Рисунок 7.11 Структурная схема скремблера а и дескремблера б
Выходной сигнал скремблера получается суммированием по модулю два
входного цифрового сигнала х(t) и псевдослучайной цифровой
154
последовательности y(t) с одинаковой тактовой частотой, которая выделяется
из скремблированного цифрового потока z(t)
z (t )
x (t )
y (t ).
(7.4)
Выходной сигнал скремблера получается суммированием по модулю два
скремблированного цифрового сигнала z(t) и такой же псевдослучайной
последовательностью y(t)
z (t )
y (t )
x (t )
y (t )
y (t )
x(t ).
(7.5)
В (7.5) суммируется по модулю два одна и та же псевдослучайная
последовательность у(t), которая дает ноль. Таким образом, из входного
цифрового сигнала удаляется псевдослучайная последовательность.
Для
того,
чтобы
произошло
удаление
псевдослучайной
последовательности, необходимо установку в генераторах псевдослучайной
последовательности скремблера и дескремблера производить в один и тот же
момент времени, в данном случае цикловым синхросигналом дополнительного
заголовка радиоцикла. Генератор циклового синхросигнала, вырабатывающий
начало цикла для дополнительного заголовка радиоцикла с помощью
приемника циклового синхросигнала синхронизируется под начало цикла
принимаемого сигнала. В случае отсутствия циклового синхронизма
псевдослучайные последовательности у(х) скремблера и десклемблера не
совпадают и ее удаления в десклемблера (7.5) не происходит и в этом случае
ствол будет неработоспособным из-за действия в сигнале ствола
псевдослучайной последовательности.
После удаления псевдослучайной последовательности в десклемблере
цифровой сигнал восьмью потоками суммарной скорости 159,76 Мбит/с
поступает на устройство выделения служебных сигналов из дополнительного
заголовка радиоцикла. Это сигналы – дополнительный поток 2,048 Мбит/с, пять
служебных каналов DSC1 – DSC15, по 64 Кбит/с каждый и служебный канал
для автоматической регулировки мощности передатчика со скоростью 56
Кбит/с.
После выделения служебной информации из дополнительного заголовка
радиоцикла свободные служебные биты в цифровых потоках удаляются во
втором понижающем преобразователе скорости. Суммарная скорость восьми
цифровых потоков на его выходе равна 155,520 Мбит/с. Полученный таким
образом синхронный транспортный модуль STM –1 поступает на устройство
резервирования стволов.
155
Контрольные вопросы
1. Поясните по структурной схеме принцип работы многоуровневого
декодера
2. Поясните принцип работы устройства деразмещения сигнала и
обнаружения и исправления ошибок
3. Поясните принцип формирования решетчатой диаграммы в сверточном
кодере
4. Поясните принцип работы декодера Витерби
5. Поясните принцип исправления ошибок в шести информационных
потоках при использовании избыточного кодирования только в первом
и втором потоках
6. Поясните назначение дифференциального декодера
7. Поясните процедуру удаления ПСП из информационного сигнала в
дескремблере
156
Список литературы
1. Беллами Дж. Цифровая телефония: Пер. с англ. – М.: Радио и связь,
1986. – 544 с.
2. Системы радиосвязи: Учебник для вузов / Н.И. Калашников, Э.И.
Крупицкий, И.Л. Дороднов, В.И. Носов; Под ред. Н.И. Калашникова.
М.: Радио и связь, 1988. – 352 с.
3. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь / Пер. с англ.: Под ред. В.В.
Маркова. – М.: Связь, 1979. – 592 с.
4. Носов В.И. Основы построения радиорелейных линий синхронной
цифровой иерархии. Учебное пособие. УМО по специальности связь. –
Новосибирск.: СибГУТИ, 1999. – 98 с.
5. SDH Digital Microwave Radio System. System Handbook, vol. 1,2. – NEC,
Japan. 1995.
6. SDH Digital Microwave Radio System. Instruction Manual, vol. 1,2,3,4,5. –
NEC, Japan. 1995.
157
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В учебном пособии изложены основные характеристики и структурные
схемы станций радиорелейных линий синхронной цифровой иерархии.
Основным преимуществом цифровых радиорелейных линий является
отсутствие накопления в них шумов при использовании регенераторов на
каждой станции.
Рассмотрены функции байт секционного заголовка синхронного
транспортного модуля и его обработка на радиорелейных станциях.
Проанализирована работа многоуровневого кодера, в котором: к
входному цифровому потоку прибавляется дополнительный заголовок радио
цикла RFCOH; производится скремблирование; осуществляется избыточное
кодирование FEC и размещение полученных цифровых потоков на
фазоамплитудной плоскости модулятора
В третьем разделе рассмотрена многпозиционная модуляция М-ОФМ и
М-КАМ, структурные схемы модуляторов, прореживание сигналов и
формирование сигнальных точек на фазово-амплитудной плоскости.
Рассмотрена работа адаптивного частотного эквалайзера, предназначенного для
выравнивания амплитудно-частотной характеристики тракта передачи, которая
искажается в результате многолучевого распространения сигнала на пролете
радиорелейной линии.
Проанализирована работа многопозиционного КАМ демодулятора.
Рассмотрена обработка сигналов и регулировки в КАМ демодуляторе
Проанализированы схемы восстановления несущего колебания и определена
вероятность ошибочного приема.
В отличие от адаптивного частотного эквалайзера, адаптивный трансверсальный эквалайзер устраняет влияние последствий многолучевого распространения радиоволн во временной области. Рассмотрены виды
межсимвольных помех, возникающих в тракте передачи и способы их
компенсации в адаптивном трансверсальном эквалайзере.
Рассмотрен многоуровневый декодер, в котором производится
преобразование входных информационных потоков и осуществляется
обнаружение и исправление ошибок. Затем в дескремблере удаляется
псевдослучайная последовательность и производится расформирование
дополнительного заголовка радиоцикла
.
158
Д.т.н., профессор Носов Владимир Иванович
РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ ЛИНИИ
СИНХРОННОЙ ЦИФРОВОЙ ИЕРАРХИИ.
Многоуровневый кодек, модем и эквалайзеры.
Учебное пособие
Редактор: Буров П.Н..
Корректор:
Формат бумаги 62х84 1/16, отпечатано на ризографе, шрифт №10,
изд. л. 13,4 . Заказ №_____, тираж – 500 экз.
Типография СибГУТИ
630102, Россия, Новосибирск, ул. Кирова, 86
159
Документ
Категория
Без категории
Просмотров
70
Размер файла
2 390 Кб
Теги
stsi, 639, nosov, rrl, mnogourovnevyj, kodeks
1/--страниц
Пожаловаться на содержимое документа