FR2517906A1

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Gene Or Protein
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Etre
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Est-a
(5)
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Est Gene
(1)
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Tif
(1)
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Appa
(1)
[11][_]
Ampl
(1)
[12][_]
Gk 2
(1)
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Gk 1
(1)
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Physical
(10/ 18)
[15][_]
2 m
(7)
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-42 d
(2)
[17][_]
2 N
(2)
[18][_]
2400 bits/sec
(1)
[19][_]
2 min
(1)
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22 bits
(1)
[21][_]
2 bits
(1)
[22][_]
de 1 d
(1)
[23][_]
16 d
(1)
[24][_]
de 4 bits
(1)
[25][_]
Disease
(1/ 4)
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Bruit
(4)
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Molecule
(2/ 2)
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estima
(1)
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Et
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Publication
_________________________________________________________________
Number FR2517906A1
Family ID 4942395
Probable Assignee Centre National De La Recherche Scientifique
Publication Year 1983
Title
_________________________________________________________________
FR Title ANNULATEUR D'ECHO A COMMANDE AUTOMATIQUE DE GAIN POUR
SYSTEMES DE TRANSMISSION
Abstract
_________________________________________________________________
UN ANNULATEUR D'ECHO ADAPTATIF POUR SYSTEMES DE TRANSMISSION
BIDIRECTIONNELLE SIMULTANEE ENTRE DEUX SOURCES ELOIGNEES A ET B, SUR
UN MEME SUPPORT DE TRANSMISSION 10 COMPREND UN FILTRE NUMERIQUE
ADAPTATIF. DE PLUS, L'ANNULATEUR D'ECHO COMPREND, EN AVAL DU FILTRE,
UN DISPOSITIF A COMMANDE AUTOMATIQUE DE GAIN SUR LEQUEL EST BOUCLE LE
FILTRE.
Description
_________________________________________________________________
Annuleur d'echo a commande automatique de gain pour systemes de
transmission La presente invention concerne le domaine de la
transmission bidirectionnelle simultanee d'informations sur un support
unique; elle a plus particulierement pour objet un annuleur d'echo
pour un tel systeme, du type
comprenant un-filtre numerique adaptatif.
Avant d'exposer l'etat anterieur de la technique et l'apport de
l'invention, il peut etre utile de rappeler quelques donnees
concernant la transmission bidirectionnelle
de donnees sur support unique et les problemes qu'elle pose.
La figure 1 montre le schema de principe d'un systeme de transmission
bidirectionnelle simultanee entre deux stations eloignees A et B par
l'intermediaire d'un support de transmission unique 10 qui est par
exemple un
circuit telephonique deux fils Les informations a trans-
mettre sont constituees par une sequence de symboles generalement
quantifies,qui peuvent etre representatifs de signaux de donnees aussi
bien que de signaux de parole Lorsque les signaux utiles a et b en
provenance des stations A et B sont emis dans la meme bande de
frequences, le signal r recu par le recepteur 12 a la station A
comprend le signal utile b emis par l'emetteur 11 de la station
eloignee B, mais noye dans un bruit additif x r = b + x ( 1) Le bruit
x est souvent beaucoup plus puissant que le signal utile b Il est
constitue par un echo du signal a emis par la source 11 a la station
A, et ce malgre la presence de transformateurs differentiels 15 aux
deux extremites du support de transmission 10 Ce
phenomene est schematise sur la figure 1, o la trans-
mission de B vers A est indiquee en trait plein tandis que la
transmission de A vers B est indiquee en traits mixtes. Il est
necessaire de supprimer l'effet de l'echo x, qui empecherait la
restitution du signal b par le
recepteur 12 de la station A On a deja propose de nom-
breuses techniques d'annulation d'echo A titre d' exemples, on peut
citer ceux qui sont decrits dans les -2 - documents suivants: Mueller,
"A new digital echo canceller for two-wire full duplex data
transmission", I,E E E Trans. on Comm 24, No 9, 1976, pp 956-962;
brevet francais n 77 01197, publie sous le n 2 377 734; Weinstein, "A
passband data driven echo canceller for full duplex
transmission on two-wire circuits", I E E E Trans on Comm.
, No 7, 1977, pp 654-666.
En regle generale, la solution utilisee anterieure-
ment a la presente invention consiste a placer un filtre numerique
adaptatif 13, dit "annuleur d'echo" ou en abrege "ANEC", dont la
fonction de transfert peut etre representee par un vecteur H qui, a
partir d'une sequence X de symboles successifs ak (k indiquant le
numero d'ordre du symbole) emis par la source 11 de la station A,
sequence qui est evidemment disponible a la station A, fournit une
estimation lineaire. y= t t ( 2) Cette estimation y est dite echo
reconstitue de l'echo vrai x Cet echo reconstitue est applique a un
soustracteur 14 qui recoit egalement le signal r arrivant par la ligne
10 a la station A La difference de signaux
est appliquee au recepteur 12.
On peut generalement regarder l'echo x comme
compose d'un echo proche xp du a la desadaptation du trans-
formateur differentiel 15 de la station A et d'un echo lointain x L du
a des reflexions du signal a transmis de A vers B, reflexions liees a
des desadaptations d'impedance dans le support de transmission 10: x =
X + x L ( 3) p L() Les deux echos ont des caracteristiques tres
differentes En particulier, l'echo proche est beaucoup plus puissant
que l'echo lointain Par ailleurs, les caracteristiques des deux echos
et les parametres du signal utile sont tres variables d'un support de
transmission a
l'autre.
Il faut particulierement noter que la puissance de l'echo x est tres
variable et que sa valeur est inconnue dans la pratique, on sait
simplement qu'elle est inferieure a un niveau maximum Quant a la
puissance du signal utile *b, elle est egalement tres variable et on
sait seulement qu'elle est superieure a un niveau minimum determine
Enfin, l'echo lointain x L est souvent affecte d'un dephasage, du a
une gigue de phase et une derive de frequence dans le
support de transmission, alors que l'echo proche n'est gene-
ralement pas dephase.
Lorsque l'ANEC est constitue par un filtre adaptatif de constitution
numerique du type prevu par l'art anterieur, il doit comporter un tres
grand nombre N d'elements binaires ou "bits" sur chacun des
coefficients pour assurer une correction satisfaisante, meme en
l'absence de tout dephasage de l'echo lointain Les ANEC comportent en
general 20
bits par coefficient, ce qui conduit a des dispositifs com-
plexes et onereux La necessite d'un grand nombre de bits nait
notamment de la dynamique tres large, tant de l'echo
que du signal utile.
La presente invention vise notamment a fournir un annuleur d'echo pour
systeme de transmission de donnees
permettant, sans affecter de facon defavorable les perfor-
mances, et notamment sans diminuer la dynamique en puissance d'echo et
de signal utile, de diminuer tres considerablement
le nombre N de bits affectes a chaque coefficient.
Lorsque l'echo lointain presente un dephasage, un autre probleme se
pose dans le cas de l'art anterieur: comme cela apparaitra davantage
plus loin, les ANEC de type connu ne fonctionnent correctement,
lorsque l'echo presente un dephasage, que si la puissance de l'echo
affecte de ce dephasage est connue et leurs performances se degradent
lorsque la puissance d'echo affecte de dephasage augmente.
La presente invention vise egalement a realiser un annuleur d'echo
plus efficace que ceux de l'art anterieur
en presence d'echos sujets a des dephasages.
Dans ce but, l'invention propose notamment un
annuleur d'echo adaptatif pour systemes de transmission bi-
directionnelle simultanee entre deux sources eloignees, sur un meme
support de transmission, comprenant un filtre numerique adaptatif,
caracterise en ce qu'il comporte un dispositif a commande automatique
de gain sur lequel est
-17906
boucle le filtre numerique et situe en aval dudit filtre.
Le terme "boucle" signifie que le gain du filtre est
repercute en tant que signal d'entree intervenant dans la -
formation du vecteur des coefficients du filtre.
Des moyens commandes par le signal de sortie du filtre adaptatif
seront prevus pour ajuster les coefficients de ce dernier pour amener
dans une plage determinee le niveau de puissance
ou d'amplitude dudit signal de sortie; ces moyens modifient simultane-
ment les coefficients du filtre et le gain du dispositif de commande
automatique de gain dans des rapports inverses.
L'invention sera mieux comprise a la lecture de la
description qui suit d'un mode particulier de realisation
de l'invention, donne a titre d'exemple nullement limitatif,
et de la comparaison qui en est faite avec l'art anterieur.
La description se refere aux dessins ci-annexes, dans
lesquels: la Figure 1, deja mentionnee, est un schema de principe d'un
systeme de transmission dont les stations terminales sont equipees
d'un annuleur d'echo la Figure 2 est un schema de principe d'un
annuleur d'echo suivant l'art anterieur; la Figure 3 montre un
annuleur du genre montre
en figure 2 muni d'un dispositif de compensation de depha-
sage d'echo; la Figure 4, similaire a la figure 3, montre la
constitution generale d'un annuleur d'echo suivant l'inven-
tion la Figure 5 est un schema d'un mode de realisation du circuit 18
de la figure 4 la figure 6, similaire a la figure 3, montre un
annuleur d'echo suivant l'invention muni d'un dispositif
de compensation de dephasage.
On decrira tout d'abord succinctement, a titre de comparaison, la
structure et le fonctionnement d'un ANEC
suivant l'art anterieur, dont on pourra trouver une des-
cription complete dans les documents deja cites -
On retrouve sur la figure 2 la source 11 et le recep-
teur 12 de-la station A Le signal a emis par l'emetteur 11 est
echantillonne par un organe represente schematiquement sous forme d'un
interrupteur 20, avec une periode A L'ANEC 13 reconstitue l'echo a
partir de N echantillons successifs:
N = K + L + 1 ( 4)
Tous ces echantillons successifs sont rendus dispo-
nibles simultanement par K + L elements de retard 16 (figure 2) et ont
les valeurs (ak+K = a ((k+Y)A), ak = a (k l, ( 5) tak L a f(k-L) A)
Lorsque le signal a est un signal de donnees, A correspondra a la
periode d'emission de ces donnees (periode Baud) Lorsque a est un
signal analogique, l'echantilonnage pourra etre effectue de facon
quelconque Toutefois, on prendra souvent un echantillonnage de
Shannon, par exemple
A C 125 ws pour un signal de parole.
Les N echantillons successifs ainsi disponibles sont combines pour
constituer le vecteur A, qui represente le signal traite par le filtre
numerique a l'instant k A apres sortie de l'echantillon ak de
l'emetteur 11 L'echo
y est reconstitue D partir de ces echantillons en affec-
tant a chacun d' eux un coefficient particulier h
ho 0, h L puis en effectuant une sommation Les N coef-
ficients sont fournis par un circuit d'adaptation 18 a des
multiplieurs individuels (ou un seul multiplieur utilise en temps
partage) et constituent un vecteur a qui evolue conformement a un
algorithme adaptatif du type Hk+l = Rk + Pf (ek, Ak, k&#x003E; ( 6)
Dans cette formule, ek est un ecart significatif de l'echo residuel
apres compensations c'est-a- dire dans le cas des figures 1 et 2: ek =
rk Yk ( 7) ek peut etre appele "signal propre": il incorpore le signal
utile de l'emetteur B et l'echo residuel Il est constitue par la
difference entre le signal rk recu l'instant kh et l'echo Yk
reconstitue par l'ANEC a cet instant: Yk k'k ( 8)
Toujours dans la formule ( 6), Ok designe une estima-
tion du dephasage de l'echo k n'est evidemment a prendre
en consideration que lorsque l'echo comporteun -
dephasage, ce qui est le cas des echos lointains qu'il ne
sera pas toujours necessaire de prendre en consideration.
Enfin, le coefficient p de la formule ( 6) est une
constante positive, appelee "pas d'incrementation".
Dans le cas, deja envisage par l'art anterieur,
d'un ANEC destine a eliminer les echos proches, sans depha-
sage, en transmission de donnees, la formule ( 6) se reduit a
l'algorithme classique du gradient: Hk+ 1 k +p(r yk) k ( 9)
Il faut noter au passage que l'on utilise frequem-
ment une modulation du signal emis a l'aide de deux porteuses en
quadrature (MAQ) Dans ce cas, que l'on trouvera notamment traite dans
le Premier Certificat d'Addition francais n 77 18-342, publie sous le
n 2 394 938,
a est un signal complexe; k et HK sont egalement complexes.
Le signal recu rk est complexe dans le cas o le recepteur 12 comporte
des moyens pour obtenir deux composantes en quadrature (separateur de
phase si on travaille en bande passante, demodulation sur deux
porteuses en quadrature si l'on travaille en bande de base) Dans ce
cas de grandeur complexe, l'algorithme d'adaptation simplifie ( 9)
devient:
H ( 1 0)
Hk+l rk + p (rk -Yk) k ( 10) Dans le cas contraire (systeme de
reception ne permettant de restituer qu'une seule composante rk qui
est reelle), l'echo reel reconstitue est: yk = RE{ i Ak} ( 8 bis)
L'algorithme d'adaptation s'ecrit: k+l =k + (rk Y'k) ( 1 Obis)
Dans les formules ( 10) et ( 10 bis) k designe la gran-
deur conjuguee de Ak et dans la formule ( 10) RE desiane la partie
reelle.
On peut calculer le residu d'echo effectivement pre-
sent apres compensation par un tel annuleur d'echo clas-
sique Sa puissance R est donn Ae par la formule: R = A N S E (lak
12)/2 ( 11)
dans laquelle S designe la puissance du signal utile.
Comme le signal a est normalement unitaire, on a: E (lak) = 2 ( 12) On
choisit le pas d'incrementation pour correspondre un niveau fixe de
bruit residuel du a l'echo pour le recepteur a la station A,
c'est-a-dire: p N = a (constante) ( 13) Il est habituel de choisir: a
= 26 ( 14) de facon a obtenir un rapport signal/bruit qui ait la
valeur usuelle de l'ordre de 18 db dans le recepteur 12 de la station
A Le pas d'incrementation vaut alors: = a/N ( 15) Pour un ANEC ayant
environ 64 coefficients, ce qui
est usuel en transmission de donnees a 2400 bits/sec.
en duplex complet, on trouve un pas d'incrementation -8- -lg p = 2
Le calcul montre que le plus petit bit significa-
tif, -Bmin du mot binaire hr representant la partie reelle (ou
imaginaire) de l'un des coefficients de l'ANEC est lie au pas
d'incrementation p et R la puissance S du signal utile par une
relation qui est, dans le cas o rk est complexe: ri 2Vs &#x003E; 2-B 2
min -( 16) et, dans le cas o rk est reel: p ES &#x003E; 2 -E min ( 16
bis) Le nombre de bits du mot binaire hr doit etre tel que le bit le
plus significatif 2 Emax permette de representer l'echo maximal, ce
qui conduit-a choisir: 2 Bmax &#x003E; P ( 17) ce qui permet de
representer des puissances instantanees d'echo depassant 4 Pmax,
lorsque tous les bits du mot hr
valent 1.
Si l'on tient compte du bit de signe, on voit que le nombre total N de
bits de hr-doit etre au moins':
1 ({,8)
N = log 2 (Pmax / Smin) + 1,5 + log 2 ( 1/p) ( 18) En reportant des
valeurs numeriques dans cette derniere formule, on constate que les
ANEC suivant 'art anterieur doivent avoir de 20 a 22 bits par
coefficient lorsque Pmax = O d Bm et Smin = -42 d Bm, c'est-a-dire des
valeurs representatives.
Au surplus, on voit que meme les performances theo-
riques de tels ANEC se degradent lorsque le niveau de signal
utile diminue.
Comme indique plus haut, l'invention vise P auto-
riser la reduction du nombre N de bits des coefficients.
Elle vise egalement a ameliorer la robustesse de l'ANEC lorsque l'echo
presente un dephasage, ce qui est le cas -9-
lorsque l'echo lointain est appreciable Pour faire appa-
raitre les consequences nefastes d'un tel echo sur le fonctionnement
d'un ANEC classique, on decrira d'abord la facon dont on tente de
compenser le dephasage dans un tel ANEC, en faisant reference a la
figure 3 Sur cette figure, les elements ajoutes a ceux de la figure 2
pour tenir
compte du dephasage sont indiques en trait epais.
On voit que le filtre numerique 21, qui regroupe les elements 16, 17
et 19 de la figure 2 et fournit un echo reconstitue en amplitude yk,
est suivi d'un element
22 destine a provoquer un dephasage eik.
La phase Dk est reconstituee a l'aide d'une boucle
pilotee par le dephasage qui existe entre l'echo reconsti-
tue Zk qui sort du dephaseur 22 et le signal recu rk.
Le fonctionnement de cette boucle de phase peut par exemple s'ecrire:
k+ 1:k +X Im ( (rk Zk)l z ( 19) o: Zk = Yk exp (i Dk) ( 20)
Im est la partie imaginaire d'un nombre complexe.
Dans la pratique, la boucle sera constituee par un multiplieur
complexe 22 et un circuit 23 d'adaptation de k a deux entrees 24 et 25
dont l'une recoit ek et l'autre Zk z kA
Dans la formule ( 19), X designe le pas d'incremen-
tation positif, dont on sait qu'il doit diminuer lorsque croit la
puissance de l'echo, car il doit imperativement verifier la relation:
= O / E (I Yk I) = 0/2 P ( 21)
A O etant une constante qui caracterise le gain de la boucle.
On voit que ce pas d'incrementation ne peut etre
defini que si la puissance P d'6 cho est connue En conse-
quence, on ne peut faire fonctionner correctement un ANEC comportant
des moyens de correction de phase d'un echo
appreciable que si la puissance P de cet echo est connue.
- Dans la pratique, cette condition n'est pas remplie et les
performances des ANEC suivant l'art anterieur se degradent tres
rapidement lorsque la puissance d'echo
affecte de dephasage augmente.
Une premiere difference essentielle entre l'invention et l'art
anterieur consiste en ce que l'on substitue, au vecteur unique H, des
coefficients h du filtre, un vecteur F normalise, tel que l'amplitude,
apres
application du vecteur F au signal a, soit regule approxima-
tivement a une valeur fixe, par exemple egale a l'unite
et un facteur unique variable, positif, A, assimi-
lable a une commande automatique de gain,
et g etant adaptatifs.
Il suffit que la regulation d'amplitude soit appro-
ximative, avec une tolerance qui va typiquement jusqu'a un
rapport 2 Cette possibilite de tolerance est tres impor-
tante, car c'est elle qui permet de reduire le nombre de
bits de chaque coefficient de E.
On voit que l'on effectue ainsi deux operations sur le signal,
l'operation amont symbolisee par le vecteur
etant bouclee sur l'operation aval g.
On decrira maintenant, en faisant reference a la figure 4, un mode
d'execution avantageux, mais nullement
exclusif, de l'invention Pour plus de clarte, les compo-
sants de la figure 4 qui s'ajoutent a ceux necessaires dans
le cas de la figure 2 sont indiques en trait epais.
Les composants communs sont designes par les memes
numeros de reference.
Le composant qui introduit le vecteur t est constitue par un annuleur
d'echo de structure classique 21 (circuits a retard, multiplieurs et
sommateur) associe a un circuit 18 fournissant, pour chaque
echantillon a R, un vecteur tk correspondant Comme on le verra plus
loin, le circuit 18 est commande de facon que le signal vk de sortie
de l'ANEC 21 ait un niveau de puissance approximativement
fixe, par exemple approximativement unitaire.
Entre l'ANEC 21 et l'additionneur 14 est interpose un circuit aval de
commande automatique de gain, constitue par un multiplieur 26 qui
recoit le signal-vk de sortie 11 - du composant amont et dont le
signal de sortie Yk attaque l'additionneur 14 Le facteur de
multiplication gk pour
l'echantillon vk est fixe par un circuit d'adaptation 27.
L'additionneur 14 fournit encore le signalpropre ek Avec les notations
cidessus, on a ek= rl Yk ( 22) Yk
Vk ffk * tk k ( 23)-
kv = Yk= g k vk ( 24)
Cn voit que les formules ( 22) et ( 23) sont respecti-
vement similaires aux formules ( 7) et ( 8) valables pour un
ANEC classique.
Mais la commande du circuit adaptatif 18 va etre realisee cette fois
non seulement a partir du signal utile ek, mais encore a partir: du
signal de bouclage gk fourni par le circuit 27, d'un signal de
regulation d'amplitude fourni par un circuit 28 qui agit de facon
symetrique sur le circuit
adaptateur de gain en amplitude 27.
On supposera maintenant, a titre d'exemple, que la
regulation approximative d'amplitude assure une normalisa-
tion de la partie reelle vk 1 (et/ou de la partie imaginaire Vk) de vk
du genre: 0,5 &#x003C; Ampl (vk) &#x003C; 1 Une telle regulation peut
etre assuree de facon
tres simple Dans le mode d'execution montre schematique-
ment en figure 5, le circuit 28 comporte un dispositif de test 29 qui
determine le premier bit significatif non nul 2 P de Iv 1 A¦ Il est
prevu pour effectuer cette determination non pas sur la valeur
instantanee, mais sur la valeur moyenne de v 1 tenant compte de
periodes adjacentes de duree determinee Le dispositif de test 29
determine ainsi l'entier p qui correspond au premier bit significatif
de v pour chaque valeur Vk, c'esta-dire la valeur de p pour laquelle:
12 - 2 p K E(Iv 1) &#x003C; 2 p+ 1 ( 25) La regulation d'amplitude a
un facteur 2 pres peut alors etre effectuee au moyen d'un circuit 30
de commande de multiplication des coefficients de k et du gain gk'
Etant donne que les circuits fonctionnent en numeration binaire, les
multiplications sont realisees par envoi de simples ordres de decalage
de bits, symetriquement sur deux sorties 31 et 32 Si par exemple une
multiplication par 2-(p+l) est necessaire pour reguler la puissance,
les ordres de decalage emis surles sorties 31 et 32 seront tels que: F
= Fk 2-(P+ 1) ( 26) k k 2 gk gk 2 P ( 27) On voit que l'echo
reconstitue Yk reste globalement inchange, et que l'echo vk est regle
a la valeur unitaire
en amplitude, mais uniquement de facon approximative.
On pourrait utiliser une approche analogue pour commander non plus
l'amplitude, mais la puissance moyenne E ( Ivli 2) Mais la regulation
n'est plus alors qu'a 2 bits pres, c'est-a-dire du type: 1/4 P (v I) }
( 30)
o et v sont deux pas d'incrementation positifs determines.
On voit que l'algorithme ( 29) est le meme que l'algo-
rithme ( 10) correspondant a un ANEC classique, si ce n'est que le pas
d'incrementation B/gk fait intervenir la valeur
du gain en aval de l'annuleur d'echo.
Une premiere solution consiste a prevoir le circuit 13 - 18 de facon a
prendre en compte le gain effectif gk 1 pour chaque echantillon
Toutefois, etant donne la duree
de calcul importante necessaire pour effectuer cette divi-
sion, il est plus avantageux de prendre uniquement en consideration le
premier bit significatif non nul de determine par prise d'une valeur
moyenne sur des periodes predeterminees encadrant l'echantillon
d'ordre k Cette determination de valeur moyenne peut s'effectuer de la
meme
facon que pour vk.
On determine ainsi l'entier m qui est tel que 2 N E (gk) &#x003C; 2 m
( 31) Et l'algorithme ( 29) devient donc k 5 = k+ (e/2 m) e ( 29 bis)
Cette simplification fait gagner enormement de temps de calcul,
puisque la division par gk se reduit
a un simple decalage d'une ou plusieurs positions binaires.
On verra qu'elle est sans consequence appreciable sur les
performances du dispositif.
Le gain gk ainsi determine represente l'amplitude de l'echo, de sorte
que la puissance P de la formule ( 28) est 2 m)P ( 32) Avant de faire
apparaitre un avantage essentiel de l'invention, a savoir la reduction
du nombre de bits necessaire pour chaque coefficient, il faut
mentionner un inconvenient apparent, mais sans importance reelle,
d'autant plus que l'on dispose d'une liberte de choix entre la
recherche d'une vitesse d'adaptation maximale ou de la suppression de
tout echo additionnel par rapport
a un ANEC classique.
Du fait de la presence en cascade de deux compo-
sants, la puissance R' de l'echo residuel n'est plus celle
donnee par la formule ( 11), mais la somme de deux contribu-
tions
2517906-
14 - R' = RF + Rg ( 33) RF designe la contribution de l'ANEC 21 qui
est, dans l'hypothese de signal unitaire correspondant a la formule (
12) cidessus: RF = e NS ( 34) La contribution Rg, toujours positive,
est due a la presence de la commande automatique de gain de type
adaptatif La degradation due a l'eclatement de l'ANEC classique en
deux composants au lieu d'un seul peut s'exprimer sous la forme: o =
Rg/RF Le calcul montre que 6 est une fonction de v/S qui vaut: o v
6 = N ( 35)
1 S Il faut bien remarquer que cette degradation ne correspond pas
forcement a des performances inferieures a celles de l'ANEC unique des
figures 1 et 2, mais seulement a l'effet de la presence en serie de
deux composants adaptatifs. On voit que la degradation 6 est une
fonction
croissante de v/s.
La degradation pourra toujours etre maintenue faible, par exemple:
6 &#x003C; 0,25 ( 36)
(ce qui correspond a une perte de 1 d B sur l'attenuation
de l'echo).
On peut deduire de ce choix la condition a rem-
plir pour une degradation tres faible: (V/B)opt N/2 ( 37) opt Ce qui
donne par exemple, pour un A:EC a 55 coefficients: (v/g)opt &#x003C;
27 ( 38) La puissance R' de l'echo residuel caracterise le -
comportement statique du dispositif Mais il faut egalement considerer
le comportement dynamique, pour lequel la valeur maximale de v/B est
la plus avantageuse, car elle correspond a une vitesse maximale de
convergence du dispositif Une comparaison du comportement dynamique
d'un ANEC classique du genre montre en figures i et 2 et d'un
dispositif suivant l'invention montre que les deux dispositifs ont la
meme vitesse de convergence si: v/B = 2 N/(N-2)&#x003C; (Puissance max
de vy) ( 41) 2 Max k ( 1 Comme cette puissance est regulee
approximativement a l'unite, la formule ( 41) se reduit a F B m O (
42) Max Le premier ou plus petit bit significatif est par ailleurs lie
au pas d'incrementation B/2 m, qui apparait dans la formule ( 29)
ci-dessus, par une formule similaire a la formule ( 16) Un
raisonnement similaire a celui deja 16 - presente dans le cas d'un
ANEC classique conduit a montrer que le nombre n' total de bits de fr
est: 12 log 2 (P/S)max + 1,5 S + log 2 ( 1/S) ( 43)
Si on compare les formules ( 43) et ( 18), on cons-
tate que la difference N n' du nombre de bits entre l'ANEC 21 suivant
l'art anterieur et l'ANEC suivant l'invention est: n -n' = log e/V + 2
log (Pmax/Smin) log (P/S)max ( 44) Dans l'exemple considere plus haut
o Pmax = O d Bm, Smin = -42 d Bm et (P/S)max est egal a 16 d B, avec /
=
0,794, on trouve que la difference est de 4 bits.
On voit donc que la complexite du dispositif dans
son ensemble est considerablement reduite.
Cet avantage se conserve dans le cas o on doit realiser une
compensation de dephasage d'echo et il s'y ajoute une meilleure
immunite Le schema du dispositif peut alors etre celui-montre en
figure 6 o les elements deja representes en figure 4 sont designes par
le meme numero de reference La compensation du dephasage k est
realisee apres la regulation d'amplitude et avant applica-
tion du gain variable Dans le cas de la figure 6, cette
compensation est realisee par l'interposition d'un multi-
plieur 221 entre les composants 21 et 26, de sorte que ce
multiplieurrecoit l'echo reconstitue vk Le facteur de multiplication
du multiplieur complexe constituant dephaseur est fixe par un circuit
d'adaptation de phase 231 a deux entrees dont l'une, 241, recoit le
signal propre ek et l'autre, 251, recoit le signal de sortie du
multiplieur 26. Dans ce dispositif, le pas d'incrementation a de la
boucle de correction de phase devient independant de la puissance
d'echo P, puisque le signal vk recu par le multiplieur 221 est regule
pour ne varier en puissance que
dans un rapport 4 (pour le signal complexe).
En consequence, les performances de l'ANEC
suivant l'invention ne se degradent plus lorsque la puis-
sance d'echo dephase augmente, comme c'etait le cas dans
les ANEC de l'art anterieur.
Il n'est pas necessaire de decrire ici la 17 - constitution des
differents composants du dispositif,
puisqu'il s'agit de circuits de logique numerique de cons-
titution generale classique dans le domaine de la technique des
telecommunications En particulier, les elements qui s'ajoutent a ceux
presents dans les ANEC classiques sont de
constitution beaucoup plus simple que ceux des ANEC ante-
rieurs. En resume, le dispositif annuleur d'echo suivant l'invention,
associant un filtre adaptatif de constitution classique a un
dispositif a commande automatique de gain, conserve les
caracteristiques avantageuses en transmission
de donnees des dispositifs anterieurs: en effet, le dispo-
sitif a haute complexite de calcul, constitue par un filtre adaptatif,
opere directement sur le signal binaire constitue par les donnees
locales Mais l'annuleur d'echo suivant l'invention presente, pour
chaque coefficient, un nombre de bits reduit et il est beaucoup moins
sensible a la presence
d'echos affectes de dephasage.
L'invention est evidemment susceptible de nom-
breuses-variantes de realisation Par ailleurs, elle est applicable
aussi bien dans un systeme d'annulation d'echo en bande passante que
dans le systeme en bande de base qui
a ete plus particulierement envisage plus haut, sous re-
serve des modifications habituelles a apporter au systeme de reception
lorsqu'on passe d'un mode d'annulation
d'echo a l'autre.
18 -
Claims
_________________________________________________________________
Revendications
1 Annuleur d'echo adaptatif pour systeme de trans-
mission bidirectionnelle simultanee entre deux sources eloignees, sur
un meme support de transmission, comprenant un filtre numerique
adaptatif ( 21), caracterise en ce qu'il comporte, en aval du filtre,
un dispositif a commande
automatique de gain ( 26) sur lequel est boucle le filtre adaptatif.
2 Annuleur d'echo suivant la revendication 1, carac-
terise par des moyens ( 28, 18, 27) commandes par le sional de sortie
vk du filtre adaptatif ( 21) et ajustant les
coefficients de ce dernier pour amener dans une plage de-
terminee le niveau de puissance ou d'amplitude dudit
signal de sortie.
3 Annuleur d'echo suivant la revendication 2, caracterise en ce que
lesdits moyens ( 28, 18, 27) sont prevus pour modifier simultanement
les coefficients du filtre et le gain du dispositif de commande
automatique de
gain dans des rapports inverses.
4 Annuleur d'echo suivant la revendication 3, * 20 caracterise en ce
que lesdits moyens ( 28, 18, 27) sont prevus pour modifier les
coefficients du filtre et le gain uniquement dans des rapports egaux a
1/2 et 2 et a des
multiples de ces rapports, par decalage debits.
Annuleur d'echo suivant l'une quelconque des
revendications precedentes, caracterise en ce que le dis-
positif de commande automatique de gain ( 26) comporte un multiplieur
recevant le signal de sortie vk du filtre adaptatif ( 21) et un
circuit ( 27) d'adaptation de gain
suivant un algorithme d'iteration fonction du signal pro-
pre ek, constitue par la difference entre le signal recu rk
et le signal Yk de sortie du dispositif a commande auto-
matique de gain,et fonction du signal vk de sortie du filtre. 6
Annuleur d'echo suivant la revendication 5,
caracterise en ce que l'annuleur d'echo ( 21) et le dispo-
sitif a commande automatique de gain ( 26) ont respectivement un
vecteur de coefficients F et un gain g adaptes par les algorithmes
d'iteration: 19 - k+ 1 = + () ek gk+l gk + v RE {ek Yv} o * designe le
vecteur conjugue du vecteur representatif d'une sequence de symboles
successifs ak Emis, eek designe le signal propre,
R et v sont des pas d'incrementation positifs determines.
7 Annuleur d'echo suivant la revendication 6, caracterise en ce que gk
est remplace par la puissance m de 2 qui en est la plus proche dans la
formule:
F *
F"+l = Fk + (B/9 k) ek Ak c'est-a-dire par 2 m tel que: - 2 m E (fk)
&#x003C; 2 m+ 1 8 Annuleur d'echo suivant l'une quelconque des
revendications precedentes, caracterise en ce qu'il com-
prend, de plus, un circuit ( 221) de correction de phase d'echo
interpose entre le filtre adaptatif ( 21) et le
dispositif a commande automatique de gain ( 26).
? ?
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